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大功率可控整流电路形式结构，说明基本原理及特点.doc

发布时间：2022-06-08 发布人：admin 分类：说明书 资料大小：0.14M 资料格式：doc 举报 版权申诉
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    大功率可控整流电路
    带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点是适用于要求低电压、大 电流的场合；多重化整流电路的特点是，一方面在采用相同器件时可达到更大的 功率，更重要的方面是它可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而减 小对供电电网的干扰。 1. 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 在电解电镀等工业应用中，经常需要低电压大电流（例如几十伏，几千 至几万安）的可调直流电源。如果采用三相桥式电路，整流器件的数量很多，还 有两个管压降损耗，降低了效率。在这种情况下，可采用带平衡电抗器的双反星 形可控整流电路，如图 1 所示。该电路可简称双反星形电路。
    整流变压器的二次侧每相 有两个匝数相同极性相反的绕组， 分别接成两组三相半波电路，即 a、 b、c 一组，a'、 b'、c'一组。a 与 a'绕在同一相铁心上，如图 1 中 “．”表示同名端。同样 b 与 b'，c 与 c'都绕在同一相铁心上，故得名 双反星形电路。变压器二次侧两绕 组的极性相反可消除铁心的直流磁 化，设置电感量为 Lp 的平衡电抗器 是为保证两组三相半波整流电路能 同时导电，每组承担一半负载。因 此，与三相桥式电路相比，在采用 相同晶闸管的条件下，双反星形电 路的输出电流可大一倍。 当两组三相半波电路的控 制角α＝0o 时，两组整流电压电流的 波形如图 2 所示。 在图 2 中，两组的相电压互差 180o，因而相电流亦互差 180o。 其幅值 相等，都是 Id／2。以 a 相而言，相电流 ia 与 i'a 出现的时刻虽不同， 但它们的平均值都是 Id 流安匝互相抵消。因此本电路是利用绕组的极性相反来消除直流磁通势的。 6，因为平均电流相等而绕组的极性相反，所以直 / 在这种并联电路中，在两个星形的中点间接有带中间抽头的平衡电抗 器，这是因为两个直流电源并联运行时，只有当两个电源的电压平均值和瞬时值 均相等时，才能使负载电流平均分配。在双反星形电路中，虽然两组整流电压的 平均值 Udl 和 Ud2 是相等的，但是它们的脉动波相差 60o，它们的瞬时值是 不同的，如图 3 a) 所示。现在把六个晶闸管的阴极连接在一起，因而两个星形 的中点 n1 和 n2 间的电压便等于 Ud l 和 Ud2 之差。其波形是三倍频 的近似三角波，如图 3 b) 所示。这个电压加在平衡电抗器 Lp 上，产生电流 ip, 它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为环流或平衡电流。考虑到 ip 后，每组三相半波承担的电流分别为 Id / 2 士 ip。为了使两组电流尽可能 平均分配，一般使 Lp 值足够大，以便限制环流在其负载额定电流的 1%~2%以内。 在图 1 的双反星形电路中，如不接平衡电抗器，即成为六相半波整流 电路，在任一瞬间只能有一个晶闸管导电，其余五个晶闸管均承受反压而阻断， 每管最大的导通角为 60o，每管的平均电流为 Id /6。 当 α＝0 时，六相半波整流电路的 Ud 为 1.35U2，比三相半波时的 1.17U2 略大些，其波形如图 3 a) 的包络线所示。由于六相半波整流电路中晶闸管导电
    时间短，变压器利用率低，故极少采用。可见，双反星形电路与六相半波电路的 区别就在于有无平衡 电抗器，对平衡电抗器 作用的理解是掌握双 反星形电路原理的关 键。 以下就分析 由于平衡电抗器的作 用，使得两组三相半波 整流电路同时导电的 原理。 在图 3 a) 中取任一瞬 间如 ωt1，这时 及 ua 均为正值，然而 大于 ua，如果两组三相半波整流电路中点 n1 和 n2 直接相连， 则必然只有 b′ 相的晶闸管能导电。接了平衡电抗器后, n1、n2 间的电位差加 在 Lp 的两端，它补偿了 和 ua 的电动势差，使得 和 ua 相的晶闸管能同时导 电，如图 4 所示。由于在ωt1 时 比 ua 电压高，VT6 导通，此电流在流经 Lp 时， Lp 上要感应电动势 up，它的方向是要阻止电流增大（见图 4 标出的极性）。 可以导出平衡电抗器两端电压和整流输出电压的数学表达式如下 up ＝ ud2－ud1 (1) 虽然 u'b＞ua，导致 ud1＜ud2，但由于 Lp 的平衡作用，使得晶闸管 VT6 和 VT1 都承受正向电压而同时导通。随着时间推迟至 u'b 与 ua 的交点时，由 于 u'b = ua，两管继续导电，此时 up =0。之后。u'b ＜ua，，则流经 b′ 相 的电流要减小，但 Lp 有阻止此电流减小的作用，up 的极性则与图 4 示出的相 反，Lp 仍起平衡的作用，使 VT6 继续导电，直到 u'c ＞u'b ,电流才从 VT6 换 至 VT2。此时变成 VT1 、VT2 同时导电。每隔 60o 有一个晶闸管换相。每一组中
    的每一个晶闸管仍按三相半波的导 电规律而各轮流导电 120o 。这样以 平衡电抗器中点作为整流电压输出 的负端，其输出的整流电压瞬时值为 两组三相半波整流电压瞬时值的平 均值，见式（2），波形如图 3 a) 中 粗黑线所示。 将图 2 中 ud1 和 ud2 的波 形用傅氏级数展开，可得当 a=0o 时 的 ud1、ud2，即 由式（1）和式（2）可得 负载电压 ud 中的谐波分量比直流分量要小得多，而且最低次谐波为六次谐波。 其直流分量就是该式中的常数项，即直流平均电压 Ud0=3 U2 / (2π)=1.17U2。 当需要分析各种控制角时的输出波形时，可根据式(2)先作出两组三相 半波电路的 ud1 和 ud2 波形，然后作出波形 (udl＋ud2) / 2。 图 5 画出了α= 30o、α= 60o 和α= 90o 时输出电压的波形。从图中可 以看出，双反星形电路的输出电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了， 脉动频率加大一倍，f = 300Hz。在电感负载情况下，当α= 90o 时，输出电压波 形正负面积相等，Ud=0，因而要求的移相范围是 90o。如果是电阻负载，则 ud 波
    形不应出现负值，仅保留波形中正的 部分。同样可以得出，当α= 120o， Ud=0，因而电阻负载要求的移相范围 为 120o。 双反星形电路是两组三相 半波电路的并联，所以整流电压平均 值与三相半波整流电路的整流电压 平均值相等，在不同控制角 α时 Ud=1.17U2cosα 在以上分析的基础上，将双 反星形电路与三相桥式电路进行比 较可得出以下结论： 1） 三相桥式电路是两组三 相半波电路串联，而双反星形电路是 两组三相半波电路并联，且后者需用 平衡电抗器。 2) 当变压器二次电压有效值 U2 相等时，双反星形电路的整流电压平均 值 Ud 是三相桥式电路的 1/2，而整流电流平均值 Id 是单相桥式电路的 2 倍。 3）在两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系是一样的，整 流电压 ud 和整流电流 id 的波形形状一样。 2. 多重化整流电路
    随着整流 装置功率的进一步 加大，它所产生的谐 波、无功功率等对电 网的干扰也随之加 大，为减轻干扰，可 采用多重化整流电 路，即按一定的规律 将两个或更多个相 同结构的整流电路 （如三相桥）进行组 合而得。将整流电路 进行移相多重联结 可以减少交流侧输 入电流谐波，而对串 联多重整流电路采 用顺序控制的方法 可提高功率因 数。 (1) 移相多重联结 整流电路的多重联结有并联多重联结和串联多重联结。图 6 给出了将 2 个三相全控桥式整流电路并联联结而成的 12 脉波整流电路原理图，该电路中使 用了平衡电抗器来平衡各组整流器的电流，其原理与双反星形电路中采用平衡电 抗器是一样的。 对于交流输入电流来说，采用并联多重联结和串联多重联结的效果是相 同的，以下着重讲述串联多重联结的情况。采用多重联结不仅可以减少交流输入 电流的谐波，同时也可减小直流输出电压中的谐波并提高纹波频率，因而可减小 平波电抗器。为了简化分析，下面均不考虑变压器漏抗引起的重叠角，并假设整 流变压器各绕组的线电压之比为 1：1。 图 7 是移相 30o 构成串联 2 重联结电路的原理图，利用变压器二次绕组 接法的不同，使两组三相交流电源间相位错开 30o，从而使输出整流电压 ud 在每 个交流电源周期中脉动 12 次，故该电路为 12 脉波整流电路。整流变压器二次绕 组分别采用星形和三角形接法构成相位相差 30o、大小相等的两组电压，接到相 互串联的 2 组整流桥。因绕组接法不同，变压器一次绕组和两组二次绕组的匝数 比如图所示，为 1：1： 。图 8 为该电路输入电流波形图。其中图 8 c) 的 i'ab2 在图 7 中未标出，它是第Ⅱ组桥电流 iab2 折算到变压器一次侧 A 相绕组中的电 流。图 d 的总输入电流 iA 为图 8 a) 的 ia1 和图 8 c) 的 i'ab2 之和。 对于图 8 波形 iA 进行傅里叶分析，可得其基波幅值 Im1 和 n 次谐波
    幅值 Imn 分别如下： 即输入电流谐波次数为 12k ±1,其幅值与次数成反比而降低。 该电路的其他特性如下： 直流输出电压 位移因数 功率因数 根据同样的道理,利用变压器二次绕组接法的不同,互相错开 20o,可将 三组桥构成串联 3 重联结。此时，对于整流变压器来说，采用星形三角形组合无 法移相 20o，需采用曲折接法。串联 3 重连接电路的整流电压 ud 在每个电源周 期内脉动 18 次，故此电路为 18 脉波整流电路。其交流侧输入电流中所含谐波 更少，其次数为 18k ±1 次（k＝1, 2, 3…），整流电压 ud 的脉动也更小。 输入位移因数和功率因数分别为
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