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调频发射机的设计与实现.doc

发布时间：2022-06-09 发布人：admin 分类：说明书 资料大小：0.59M 资料格式：doc 举报 版权申诉
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    第1部分　预习报告
    一、实验要求
    二、实验原理
    1、调频发射机的设计实现框图
    2、实验内容和步骤
    3、调频发射机频率调制电路的原理
    3.1　MC1648的原理
    3.2　变容二极管调频的原理
    3.2.1　信号调频原理
    3.2.2　变容二极管原理
    第2部分　实验报告
    一、实验数据的测量
    二、实验结果的分析与说明
    三、实验的收获与心得
    高频电子线路课程设计—调频发射机的设计与实现 第 1 部分 预习报告 一、实验要求  高频载波频率为 6MHz  功率放大器的功率输出 10 功率放大器的效率 0 P %25 。 mW(在 50 欧的假负载电阻上进行测量)，  要求在 50 欧的假负载电阻上测量得到的输出调频信号无明显失真。 二、实验原理 1、调频发射机的设计实现框图 图 1.1 调频发射机的设计实现框图 由图 1.1 可知，调频发射机的系统电路主要由频率调制电路、低通滤波 器电路和高频功率放大电路三部分构成。 2、实验内容和步骤 （1）按照设计电路图安装焊接电路板。 （2）用万用表测量电路的静态工作点。 （3）调节滑动变阻器 2RP ，使得电路输出频率为 6MHz 的高频载波信 号。 （4）测量电路的输入电流，50 欧假负载电阻上的电压，计算得到电路 的输出功率和整机效率，并与实验要求值进行比较。 （5）从电路输入端输入 1kHz 的调制信号，观察输出波形。
    高频电子线路课程设计—调频发射机的设计与实现 3、调频发射机频率调制电路的原理 图 1.2 频率调制电路的原理图 f 频率调频电路的作用是产生频率 0 的高频振荡信号，这里采用 集成压控振荡器芯片 MC1648 和变容二极管 BB910 构成压控振荡电路，产生  6 MHz 高频振荡信号。 3.1 MC1648 的原理 图 1.3 所示为 MC1648 的内部电路图。 图 1.3 MC1648 的内部电路图 该振荡器是由差分对管振荡电路、偏置电路和放大电路三部分组成。差 分对管振荡电路是由 6T 、 7T 、 8T 管组成，其中， 6T 的基极和 7T 的集电极相连， 而 7T 的集电极与基极之间外接并联 LC 谐振回路，调谐于振荡频率。从交流 通路来看，该震荡电路实际上是 6T 和 7T 组成组成共基极联放大的正反馈振荡
    高频电子线路课程设计—调频发射机的设计与实现 电路。振荡信号从 7T 集电极送给 4T 基极，经 4T 共射放大送给 3T 和 2T 组成的单 端输入和单端输出的差动放大级进行放大，然后经 1T 组成射随器输出。振荡 电路的偏置电路由 9T 、 10T 和 11T 组成。 为了提高振荡的稳幅性能，振荡信号经 4T 射随和 5T 放大到二极管 1D 上， 控制 8T 管的恒流值 0I ,脚 5 外接电容 BC 为滤波电容，用来滤除高频分量。当 振荡电压振幅因某一原因增大时， 5T 管的集电极平均电位下降，经 1D 使 0I 减 小，从而使振荡幅度降低。反之，若振荡信号振幅减小， 5T 管的集电极平均 电位增高， 0I 增大，从而使振荡幅度增大。这是一个自动调整环节。 在单电源供电时，5 脚外接电容 BC ，10 脚和 12 脚之间接 LC 谐振回路， 输出即为正弦波。 3.2 变容二极管调频的原理 3.2.1 信号调频原理 所谓调频，就是要传送的信息作为调制信号去控制载波的瞬时频率，使 其按调制信号的规律变化。 tu 设调制信号： ( ) 根据定义，调频载波的瞬时频率 ( )t 随 ( ) cos u t 成线性变化，即  ，载波振荡电压为 ( ) a t u  cos A o  t  t o 。   o ( ) t   k u f  cos   t 则调频波的数字表达式如下：     o cos t  ( ) a t f  A o cos[ w t K V o  f sin    t / ] 式中 fk u   是调频波瞬时频率的最大偏移，简称频偏，它与调制信号的振 幅成正比。比例常数 fk 亦称为调制灵敏度，代表单位调制电压的频偏。 式中： m f  k u f  /   /      f F / 称为调频指数，是调频瞬时相位的最大 偏移，它的大小反应了调制深度。
    高频电子线路课程设计—调频发射机的设计与实现 3.2.2 变容二极管原理 变容二极管是根据 PN 结的结电容随反向电压改变而变化的原理设计的 一种二极管。它的极间结构、伏安特性与一般检波二极管没有多大差别。不 同的是在加反向偏压时，变容二管呈现一个较大的结电容。这个结电容的大 小能灵敏地随反向偏压而变化。正是利用了变容二极管这一特性，将变容二 极管接到振荡器的振荡回路中，作为可控电容元件，则回路的电容量会明显 地随调制电压而变化，从而改变振荡频率，达到调频的目的。 加 在 变 容 二 极 管 上 的 反 向 电 压 包 括 直 流 偏 压 0u 和 调 制 信 号 电 压 ( ) cos u t u   ru u   变容二极管的反向电压与其结电容呈非线性关系。其结电容 jC 与反向偏  ，即 t u  cos t 0  置电压 ru 之间有如下关系： C j  (1 C 0 j u U r  D )  （1.1） 其中， DU 为PN结的势垒电压， 0jC 为 0 ru  时的结电容；为电容变化系数。 把受到调制信号控制的变容二极管接入振荡器的振荡回路，则振荡回路 的振荡频率也受到调制信号的控制。 图1.4所示为实验所用变容二极管BB910的特性曲线。 图 1.4 变容二极管 BB910 的特性曲线
    高频电子线路课程设计—调频发射机的设计与实现 实验中，调节滑动变阻器 RP2 的大小，令变容二极管工作在特性曲线的 线性区，此时反向偏置电压约为 1.4V 左右。 电路中，采用了两个变容二极管同极对接，也称背靠背对接，其主要目 的是为了减小高频振荡电压对变容二极管总电容的影响。对高频振荡电压来 说，每一个变容二极管只有原来高频振荡电压的一半，这样就能减少高频振 荡电压对变容二极管总电容的影响。 3.3 低通滤波器 图 1.5 所示为低通滤波器的原理示意图。 图 1.5 低通滤波器的原理示意图 低通滤波器的截止频率设置为 6MHz，其目的是为了滤除频率在 6MHz 以上的杂波信号，减少输出波形可能出现的失真。 3.4 功率放大电路部分 功率放大电路部分由两级放大电路和匹配滤波网络组成，如图 1.6 所示。 图 1.6 功率放大电路原理图
    高频电子线路课程设计—调频发射机的设计与实现 功率放大电路部分的目的是确保在负载电阻上有足够大的输出功率，以 保证整个电路拥有足够高的效率。 前级放大电路，采用甲类功率放大电路，RP1 和 4R 是基极偏置电阻，调 节 RP1 使前级放大电路工作在线性放大状态。 6R 为直流负反馈电阻，用以稳 定电路的静态工作点， 8R 为交流负反馈电阻，提高放大器的输入阻抗，稳定 增益。 末级放大电路，采用丙类功率放大电路。丙类功率放大电路导通时间短， 其集电极功耗小，效率较高，利用选频网络作为负载回路（ 1L 、 6C 、 7C ）。 丙类功率放大电路的基极偏置电压 ube 是利用发射极电流的直流分量在射极 电阻 5R 上的压降提供的，故称为自给偏压电路。 通过调节 RP1 的大小，从而改变末级放大电路的基极偏置电压 ube ，使 得丙类功率放大器工作在临界放大状态，输出较大的功率同时得到较高的效 率。 匹配网络电路的作用： （1）使负载阻抗为放大器所要的最佳负载电阻，保证放大管传输到负 载的功率最大，实现从信源到负载的最大功率传输。 （2）起到滤波作用，抑制工作频率以外的频率。 （3）匹配电路具有一定的通频带，当已调波通过网络时，不至于导致 波形失真。 （4）减小线路反射，达到行波工作状态，提高传输效率，减小损耗。 （5）传授相同功率时线上电压驻波系数最小，功率承受能力最大。 由此可知，匹配网络参数的选择格外重要。实验电路中选用的 L 型匹配 网络，原理图如图 1.7 所示。 图 1.7 Ｌ型匹配网络原理图
    高频电子线路课程设计—调频发射机的设计与实现 f 匹配网络工作频率的公式为： 0  1 2 LC 实验中通过调节可变电容 19C 、 26C 来达到匹配网络参数调试的目的。
    高频电子线路课程设计—调频发射机的设计与实现 第 2 部分 实验报告 一、实验数据的测量 表 2.1 实验数据的测量结果 MC1648 的 10 管脚静态工作电压 MC1648 的 12 管脚静态工作电压 MC1648 的 3 管脚输出波形频率 50 欧假电阻输出负载电压峰峰值 整机输入电流 二、实验结果的分析与说明 1.5V 1.5V 6.00072MHz 4.5V 35.6mA MC1648 的 10 管脚和 12 管脚的静态电压均为 1.5V，达到了正常工作的 电压，集成压控振荡器电路可以正常工作。 通过调节滑动变阻器 RP2 的大小，改变变容二极管的反向偏置电压，从 而改变压控振荡器产生的正弦波的频率，最终得到 3 管脚的输出波形频率为 6.00072MHz，相对误差为 0.012%，基本达到了实验的要求。 载波的波形出现了一定程度的失真，可能的原因是匹配网络参数的设置 存在问题，或者是前级放大电路的静态工作点设置不当。可以通过重新计算 匹配网络参数，以及调节 RP1 改变放大电路的静态工作点加以解决。 通过测量输出负载电压的峰峰值，得到电路的输出功率为： P o 1   2 2 V p R L 2 1 (4.5 / 2)   2 50  50.625 mW 通过测量电路的输入电流，得到电路的输入功率为： P U I i i  i   5 35.6 178  mW 电路的效率为：  P P o i /  50.625 /178 28.4%  电路的效率基本达到了实验的要求。
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