MC34262 / MC33262 有源功率因数控制器是专业设计出来的用在电子镇流器和离线功率转 换器的芯片。这些集成电路拥有内部启动计时器，应用于程序启动时。一个象限乘法器统一 功率因数接近于一，零电流检测器，用以确保临界传导操作，跨导误差放大器，快速启动电 路为增强电路启动，减少内部带隙参考，电流传感比较器和图腾柱的输出，适合驱动功率 MOSFET。 还包括一些保护特性，过电压保护比较器来消除由于负载移除导致失控的输出电压，输入欠 压锁定与滞后，周期−−周期限流，乘法器输出夹限制最大峰值开关电流，单脉冲测量的 RS 锁，和一个驱动器出高电平锁用来保护 MOSFET 栅极。这些设备可以在有双列直插式和表面 贴装塑料封装。 特性 过电压比较器消除失控的输出电压 内部启动计时器 单象限乘法器 零电流检测 削减 2%的内部带隙参考 具有高电平锁的图腾柱输出 带 6V 滞后的欠压锁定 较低的启动和操作电流 可取代 SG3561 和 TDA4817 简介 由于有超过要求的立法−电流谐波含量，有越来越多的得到单位功率因数的需求。本数据手 册表述了一个专业设计用来进行功率因数控制的外围电路最少化的单片控制 IC。它提供了得 到主动功率因数校正最简单的，最经济的解决办法。 大多数电子镇流器和交换式电源供应使用桥式整流器和大的储存电容器从而可以从交流得 原始的直流电压。 这个简单的整流电路在瞬时交流电压超过电容器的电压时得到实时能量。这导致线路电压峰 值和在此时电流尖峰。因为能量是只在电压峰值附近得到，所以产生的电流峰值具有非常高 的非正弦的谐波含量。这将导致与真实相比明显低的输入功率因数。功率因数 0.5 到 0.7 的 比率是常见的。 可以用被动式和主动式功率因数校正。被动式功率因数校正经常包括大电容电感而且整流器 工作于 AC 电压的频率。主动式电路包括高频率的开关转换，升压拓扑是常用的模式。因为 主动式输入电路操作在一个比 AC 电路高很多的频率上，与被动式相比，得到相似的结果他 们通常体积更小，重量更轻，而且更有效率。由于预转换器合适的控制，几乎所有的复杂的 负载都可以在交流电前呈纯阻性，从而大大减少了谐波电流。 MC33262 是离线式主动转换器，拥有高性能，临界导通，电流模式的功率因数控制器。这 器件提供能得到明显功率因数提升的特质，用来保持 AC 电流正弦且和电压同相。 操作描述 MC34262,MC33262 包含许多模块和保护功能，可以用于现代高性能电源电流模式控制器。 然而与其他的装置相比（例如 UC3842）有两点主要的不同。这个器件在感应电流循环中添 加了乘法器，并且不包括振荡器。在下面将进行讨论 

误差放大器 MC33262提供了一个可以得到反向输入和输出的误差放大器。放大器是一种跨导类型，这意 味着它有很高的输出阻抗和控制电压−−电流增益。它的gm为100 umhos。非反相输入内部偏 置在2.5 V±2.0%且没有被引出。功率因数变换器的输出电压通常经分压，然后由反相输入监 控。最大输入偏置电流是-0.5uA，它将导致的输出电压误差和由经R2上层分压导致的输入偏 置电流相同。误差放大器的输出由内部连接到乘法器，而且由2引脚引出用于外部循环补偿。 通常带宽设为低于20Hz，这样比较器的输出电压相对于交流电循环来看相对稳定。实际上， 误差放大器在几个周期监视转换器的平均输出电压。误差放大器输出级是为了对温度相对恒 定的跨导。这允许设计师来定义超过工作温度范围的补偿带宽。输出阶段可以下沉，源电流 10ua能摆动1.7 V至6.4V,保证乘法器可以驱动整个动态范围。 使用这个跨导放大器，一个关键特性是，允许输入相对输出独立改变，因为自补偿电容连接 到地面。这允许电压反馈输入引脚被误差放大器和过压比较器双重使用。 过压比较器 过压比较器是用来消除可能的输出电压失控。这种情况可能在内部启动、突然负载移除时发 生或者在输出回路中由于低带宽必须使用误差放大器控制回路。过压比较器监视转换器的输 出峰值电压，当超过时立刻关闭 MOSFET 开关。比较器的门限值内部设定为 1.08Vref。为了 防止在正常操作时错误关闭，输出滤波电容 C3 必须足够大用来防止峰峰值纹波小于平均输 出直流电压的百分之 16。过压比较器输出距离输出关闭信号的延迟为 400ns。图 23 展示了 没有和过电压的比较器电路的启动过渡的比较。 乘法器 一个单象限双输入的乘法器是一个重要装置，它使这个器件能控制功率因数。AC 全波整流 得到的半波由 3 引脚监视并与地相比。同时误差放大器输出对电压反馈输入门限 P2 被监视。 乘法器设计用在宽范围内以得到绝对的线性转移曲线，P3 脚的 0V~3.2V，P2 脚的 2.0V~3.75V （图 1）。乘法器输出控制电流感应比较器门限值即交流电压从零到峰值的转移（图 18）。这 个用以强制 MOSFET 导通时间从而遵循输入线电压的波形，从而使负载相对 AC 输入呈阻性。 最佳接近的感应电流比较器门限值可从以下算式得出。 显著减少线路电流畸变可以通过迫使预转换器开关在交流电压通过零时切换得到。强制转换 是通过给乘法器和感应电流比较器添加一定量的补偿得到。如下所示的方程表示了嵌入的补 偿，它在百分之十内是准确的。使 Vth(M)=1.991V 零电流检测 MC33262 作为临界导通电流模式控制器，输出开关的导通由零电流检测器启动，当峰值电 感电流达到阈值水平的终止由乘法器的输出建立。零电流检测器，在下一次启动−通过 RS 锁存器在瞬间感应器电流为零。这个临界导通模式操作有两大好处。首先，由于 MOSFET 不 能把−到电感电流为零，输出整流器的反向恢复时间变得不太重要的，允许使用廉价的整流 

器。第二，由于不存在死区时间之间的差距的周期，AC 线电流是连续的，从而限制了峰值 开关电流是两倍的平均输入电流。 零电流检测器通过监测辅助绕组电压低于 1.4 V 来间接检测电感电流，防止误跳 闸，提供 200 mV 的迟滞。图 9 显示的阈值以及与温度的关系温度。零电流检测 器的输入是由两个夹子内部保护。上 6.7 V 夹防止输入过压击穿，下夹 0.7V 防 止基板注入。在下夹晶体管电流限制保护是在防止输入引脚突然接地。零电流检 测器的输入来驱动输出转−传播延迟通常是 320 纳秒。 电流检测比较器和 RS 锁存器 电流检测比较器 RS 锁存器配置用于确保只有一个单脉冲出现在输出在一个给定 的周期。来自 Q1 的电感电流由电阻 R7 转换成电压。这个电压是由电流检测输入 的监测并与来自乘法器的输出级比较。在正常工作条件下，峰值电感电流是由引 脚 4 阈值电压控制 异常运行条件发生在 preconverter 启动于非常高的线电压或如果输出电压感应中丢失。在这 些条件下，乘法器的输出和感应电流阈值将被内部钳位在 1.5 V。此时最大峰值开关电流限 制为 一个内部 RC 滤波器用来衰减任何可能出现在电流波形中的高频噪声。该过滤器 有助于降低 AC 线电流失真特别是接近零点时。在图 20 所示的元件值，电流检测 比较器的阈值，在该半波峰值从 1.1 V 在 90Vac 到 100 mV 在 268VAC 的变化。电 流检测输入驱动输出转−了传播延迟通常是小于 200 ns。 计时器 看门狗定时器功能添加到 IC 用来在 stand-alone 场合需要消除外部振荡时，。 定时器为自动启动或重新启动 preconverter 如果电感电流达到零后驱动器输出 已经关闭超过 620us 的，提供了一种手段。重新启动时间延迟与温度的关系如 图 8 所示。 

欠压锁定和快启动 一个欠压锁定比较器在输出阶段之前保证 IC 的功能完备。积极的电源端子(VCC)是由 UVLO 比较器监视上阈 13 V 和下阈值在 8.0 V 。在 stand-by 模式,在 VCC7V 时所需的电源电流小于 0.4 mA。这大滞后和较低的启动电流允许高效的引导启动技术的实现,使这些设备适合宽输 入范围 preconverter−行应用程序。内部添加了 36 V 夹，从 VCC 到地面，在过压条件保护集 成电路和电容器 C4。这个功能是可取的,如果外部电路来延迟 preconverter 的启动。电源电 流、启动和操作电压特 征图 13 和 14 所示。 快速启动电路整合优化变频器启动。在初始启动时,补偿电容 C1 将放电，保持误差放大器输 出低于阈值以下。这将防止驱动输出开关并通过二极管 D6 延迟电容器 C4 自举。如果 P2 在 C4 放电低于 UVLO 阈值前没有达到乘法器门限值，转换器将“打嗝”并经历明显的启动延 迟。快启动电路设计预先充电 C1 至 1.7 V，图 7。这个水平略低于 P2 乘法器阈值，当 C4 超 过上阈值 UVLO 时允许直接驱动输出开关和时引导操作。 驱动输出 驱动数去有能力在 1.0 nF 负载上升下降时间 50 ns 情况下达到±500 mA 峰值电流。添加了额外 的内部电路保持驱动器输出在陷落模式无论欠压锁定是否是活跃的。这种特性不需要外部大 门下拉电阻器。图腾−极输出在高速运行进行了优化以减少交叉−传导电流。添加两个 10 电 阻,一个与源输出晶体管串联，一个和路漏输出晶体管串联,有助于通过限制产量上升和下降 时间减少交叉传导电流和辐射噪声。包括一个 16V 的夹用来限制高状态 VOH。这防止 VCC 超 过 20V 时 MOSFET G 级损坏。 应用信息 图 19、20、21 显示了一个完整的功率因数校正器需要很少的外围器件。每个电路都是峰值 检测电流模式并有确定的导通时间和可变的关断时间。临界导通模式的主要特征是电流循环 是固有稳定的，这就消除了胁迫补偿的需求。