2011 年 8 月 第 34 卷 第 4 期 北 京 邮 电 大 学 学 报 Journal of Beijing University of Posts and Telecommunications Aug． 2011 Vol． 34 No． 4 文章编号:1007-5321 ( ) 2011 04-0097-04 Rake 接收机基带实现方案和多径分量相位差估计方法 贾向东1，2， 傅海阳1， 杨龙祥1 ( 1． 南京邮电大学 宽带无线通信与传感网技术教育部重点实验室，南京 210003 ; 2． 西北师范大学 数学与信息科学学院，兰州 730070 ) 摘要: 利用 Rake 接收机多径分量相位估计方法和非相干解调损失因子基带消除技术，提出了 Rake 接收机多径非 相干解调基带实现方案． 提出了相位估计方法，不仅可以在基带上消除非相干解调损失因子的影响，而且也可以用 于在射频上实现真正的相干解调． 性能分析结果表明，该 Rake 接收机基带实现方案可行． 关 键 词: Rake 接收机; 相位估计; 非相干解调; 基带方案 中图分类号: TN929. 53 文献标志码: A An Implementation Scheme for Rake Receiver in Base Band and Phase Difference Estimation of Multi-Path Signals JIA Xiang-dong1 2， ， FU Hai-yang1， YANG Long-xiang1 ( 1． Key Laboratory of Broadband Wireless Communications and Sensor Network Technology ， ， of Posts and Telecommunications Nanjing 210003 Ministry of Education ， Nanjing University 2． School of Mathematics and Information Science Northwest Normal University Lanzhou 730070 ， China ) ， ; China ， Abstract : The estimation method of phase difference between multi-path signals and the elimination tech- nique of loss factor caused by non-coherent demodulation are investigated firstly． With the phase differ- ， a non-coherent demodulation Rake receiver implementation scheme is proposed ence estimation method ， in which the loss factor caused by non-coherent demodulation is eliminated in base band． By using the presented estimation method of phase difference we can not only eliminate the impact of the loss factor in base band but also realize the perfect coherent demodulation in radio frequency． The performance analy- sis shows that the presented scheme is effective． Key words Rake receiver phase difference estimation ; ; non-coherent demodulation ; base band imple- ， : ， ， mentation scheme 在移动通信中，由于移动终端的不断变化和周 围建筑物等散射体的存在，接收机收到的电波信号 来自于不同路径延迟和幅度衰减的多径传播信号之 和，这种多径接收信号的包络近似于 Rayleigh 分布 或 Rician 分布，造成多径衰落，影响接收机的性能． 为了克服这种多径衰落的影响，人们提出了各种用 来克服多径衰落的接收技术，其中 Rake 接收机以其 高的性价比备受人们的青睐，是码分多址( ) CDMA ． 然而，在一般的 系统及其 3G 的核心技术之一［ CDMA 下行信号 Rake 接收机相干解调实现方案中， 本地恢复载波只能与接收到的最强信号保持同步， 对于其他多径分量而言，实际上是非完全相干的，在 1-2 ］ 收稿日期: 2010-08-17 基金项目: 国家重点基础 研 究 发 展 计 划 项 目 ( ( CX10B_184Z ) 2007CB310607 ) ; 国 家 自 然 科 学 基金 项 目 ( 61071090 ) ; 江 苏 省 研 究 生 创 新 计 划 项 目 作者简介: 贾向东( 1971— ) ，男，博士生， E-mail : jiaxd@ nwnu． edu． cn ; 傅海阳( 1951— ) ，男，教授，博士生导师． 

89 北 京 邮 电 大 学 学 报 第 34 卷 ］ 3 ． 本文首先以 CDMA IS-95 系统为例［ 射频解调时会引入一个非相干解调损失因子，严重 影响接收机合并输出的性能，甚至会导致 Rake 接收 ］， 机的失效［ 分析和讨论一般的 Rake 接收机存在的问题，然后给 出多径分量相位的基带估计方法和 Rake 接收机非 相干解调 基 带 实 现 方 案，并 对 其 性 能 进 行 了 比 较 分析． 1 一般 Rake 接收机和存在的问题 4 RF 如图 1 所示，设 800 MHz 附近的射频( ) 输入 信号经下变频后，变为 10. 7 MHz 的中频信号，经模 / ) 进入数字正交相移键控 数变换后形成信号 SAD ( ) 经 QPSK 载波恢复电路后得到一路本地恢复的接收信号相干 载波［ ) 相干解调器． 接收到的导频信号( Spilot ( t 5 其中， w1L t = cos C1L w1Lt 为相干载波频率; － jsin w1Lt j 为复数单位． ( ) ( ) ( ) 1 ］，表示为 ) ( t t t ) ) ) ( S1 图 1 CDMA IS-95 下行相干解调 Rake 接收机 在图 1 中，载波恢复电路中输入的 NQ1L 和 NI1L 应与接收导频信号中的小区地址码和扩频码同步． 假设检测器检测到当前时刻最强接收信号和其他两 路多径信号，可分别表示为 ) NI1 ( t ( W1 ) ( t NQ1 ) ， ( ) W1 ( t － td1 S3 ) 为用户数据; sin ) t － td2 = S1 ( t jD1 ( = S1 S2 ) 中， ( 2 D1 ) w1 t ) ( 3 ) 为 IS-95 下行 在式( ) 信道中用户地址码和长码扰码序列的组合; t ) 为用作小区地址码的短扰码． 根据相干解 和 NQ1 调原理，在图 1 所示 QPSK 相干解调器中，用本地恢 ) 与接收信号相乘进行相干解 复相干载波信号 C1L 调，可获得两路解调信号 I 分量和 Q 分量，分别为 ( = D1 ) t ( w1 t ) cos ( NI1 W1 ( ( － 2 ( ( ( ) ( ) ) ( t t t t t t ) ) 5 ) ) 6 t ( ( ) I = I1 + I2 cos θ2 + I3 cos θ3 + Q2 sin θ2 + Q3 sin θ3 ( 4 Q = Q1 + Q2 cos θ2 + Q3 cos θ3 － I2 sin θ2 － I3 sin θ3 ( 和 Qk 表示第 k 路径信号( 其中， Ik k = 1 2 路径载波与本地载波之间的相差; θ3 载波与 本 地 载 波 之 间 的 相 差． 由 式 ( 可得 θ2 ) ; ， ， 为第 2 3 为第 3 路径 ) ) 2 ～ 式 ( 5 I1 = D1 ( ) t ( ) t W1 ( t NI1 ) ， Q1 = D1 ( ) t ( ) t W1 ( NQ1 ) }) t － td1 ( I2 = D1 t － td1 W1 t － td1 NI1 ) ( ) ( ( ［ ) ( ) ( W1 t － td1 t － td1 Q2 = D1 7 由此，当该 QPSK 解调器输出的 I 路和 Q 路信号分 别送到 Rake 接收机时，根据式( ) 可得第 的输出为 1 路径信号相关器 C1 ) 和式( t － td1 NQ1 4 2 NI1LI = I21 + NI1L I2 cos θ2 + I3 cos θ3 + ］ ( ) t t ) ( ( PN I21 = D1 与 I2 、I3 、Q2 Q2 sin θ2 + Q3 sin θ3 8 其中， ) 和 Q3 ． 由于 NI1L W1 ) 异步，所以这 4 项信号无法 中的短伪随机序列( 可靠解出，将表现为信号 I21 中由多径引入的 CDMA ，此项噪声将会受到相关器后低通滤 自干扰噪声 Msi 波器的限制． 此处有 Msi = NI1L I2 cos θ2 + I3 cos θ3 + Q2 sin θ2 + Q3 sin θ3 ( ］ ) ［ 9 同 = NI2 ］ ( ) 同理，设图 1 中的 NI2L 步，则有 与 I2 中的 NI1 ( ) t － td1 NI2LI = I22 cos θ2 + ［ t ( ( ( ) ( W1 t － td1 t － td1 NI2L I22 = D1 I1 + I3 cos θ3 + Q2 sin θ2 + Q3 sin θ3 10 其中， ) ， 的取值由第 2 路 θ2 径信号的载波时延决定，因此 cos θ2 可以取负值． 由 于路径时延的随机性，其取负值的概率为 1 /2． 当 取负值时，第 2 路径解调输出信号的极性与 cos θ2 ) 反相，在图 1 的加法器中将会抵消一部 ) D1 W1 t 分第 1 路径的解调信号 D1 ． 此时图 1 中 的 Rake 接收机非但不能起到期望信号增强的作用， 反而会使期望信号的幅度下降． 再考虑到 cos θ3 的 影响，该 Rake 接收机的效率极差，严重时会使图 1 所示的 Rake 接收机失效． 2 Rake 接收机基带实现方案 W1 ( ) ( ) t t 由前面的讨论可知，在解调过程中会引入非相 ，其效果表现为相应 干解调损耗因子 cos θ2 和 cos θ3 

第 4 期 贾向东等: Rake 接收机基带实现方案和多径分量相位差估计方法 99 路径信号的衰减甚至极性变反向，影响 Rake 接收效 果． 如果采取一定的方法能够得到多径分量的相位 估计值，则可以消除 cos θ2 的影响，甚至可 以实现对多径分量相位的即时跟踪，以实现完全的 多径信号相干解调． 和 cos θ3 图 2 给出了基带上对多径信号分量相位的估计 I 通道和 Q 通道第 ) ， 5 方法． 根据图 1 和式( 、式( 2 路径相关器的输出分别为 4 ) NI2LI = I22 cos θ2 + PNI2L × ［ ［ I1 + I3 cos θ3 + Q2 sin θ2 + Q3 sin θ3 NI2LQ = － I22 sin θ2 + PNI2L × Q1 + Q2 cos θ2 + Q3 cos θ3 － I3 sin θ3 ］ ( ］ ( ) ) 11 12 ) 11 12 图 2 多径信号分量相位基带估计方法 ( 、 ) 中最后一项为噪声，经低通滤波器后 式( ，于是在该相位 可以分别得到 I22 cos θ2 估计器中，可 以 得 到 第 2 路 径 载 波 信 号 的 相 差 估 计为 和 － I22 sin θ2 ( I22 sin θ2 / I22 cos θ2 ) ( ) 13 同理， θ3 ^θ2 = arctan 的估计值为 ^θ3 = arctan 14 13 ( 、 ) ( ) 由式( I33 sin θ3 / I33 cos θ3 ( ) 14 ) 可知，利用图 2 示出的方案，可 以实现对多径信号相位的估计和实时跟踪，利用此 相位估计值，实现对多径信号的完全相干载波解调， ］，本文主要讨论 称为多径信号载波相干解调方案［ 基带实现方案． 由图 2 和式( ) 可知，在获得式( ) 所 示的相位估计值之后，可以直接在基带上消除载波 的影响． 显然， 非相干解调损失因子 cos θ2 图 2 中 I 通道第 2 路径和第 3 路径有效信号的估计 值可以表示为 和 cos θ3 ( 、 10 14 13 ) 4 ^I22 = II ^I23 = II 22 / cos ^θ2 = I22 cos θ2 / cos ^θ2 23 / cos ^θ3 = I23 cos θ3 / cos ^θ3 16 对于 Q 通道多径分量有效信号的估计值也可 15 ( ( ) ) 和 cos θ3 以用类似的方法得到，在此不再赘述． 由此，图 3 示 出了多径信号相位的估计方法和非相干解调 Rake 接收机的基带实现方法，利用该实现方法，不但可以 估计出多径分量的相位，而且可以消除非相干解调 损耗因子 cos θ2 的影响． 图 3 所示的合并器 含有图 1 中的时延电路和加法器． 该模型由 3 部分 组成，即 I 路和 Q 路相关器、相位估计器以及 I 路和 Q 路合并器． 与 I 路相关器相比较， Q 路多出 2 个相 关器，其输出分别与 I 路中第 2 和第 3 相关器的输 的估计． 用式( ) 所 出组合来实现对 θ2 ，可以消除多径射频载波相位 得到的估计值 ^θ2 延迟对基带信号的影响，经低通滤波码片延迟调整 后，在基带上直接与非相干解调信号合并． I 路合并 器输出信号为 和 ^θ3 和 θ3 ( 、 15 16 ) ( D1 ( W1 ( ) t D1 ( ILI = ILQ = D1 ) t ) W1 cos θ3 ) ( t cos θ2 1 / cos ^θ3 t W1 + 1 / cos ^θ2 ) ≈3D1 t ) ( ) ( t ) ( + ) t ( ( W1 ) t ( ) 17 在合并器中也可插入各路径信号的信噪比计算 功能，再根据各路径信噪比，按合并器输出信噪比最 大准则设计合并器． 图 3 非相干解调 Rake 接收机信号基带合并方案 3 性能分析 下面根据图 3 给出的非相干解调 Rake 接收机 对接 基带合并方案，考察载波解调损耗因子 σ1 和 σ2 收机性 能 的 影 响，这 2 项 因 子 应 正 比 于 cos θ2 和 

001 北 京 邮 电 大 学 学 报 第 34 卷 MAI ，各路径在 cos θ3 ． 设用户数据信号的平均功率为 P 传输中的衰减因子分别为 α1 、α2 、α3 ． 利用导频信号 能够很好地实现用于本地 Walsh 码和接收到的信号 Walsh 码同步，由于同阶 Walsh 函数间的相互正交 性，这里的多址干扰( ) 可以忽略． 在暂且不考 虑其他基站信号干扰的情况下，重点讨论多径干扰 ( ． Rake 接收机识 IPI 别的各路径信号之间的时延差大多超过 1 个码片， 几乎不相关，可以将多径干扰看作噪声处理而实现 多径分离． 根据伪随机序列的自相关函数的计算公 式，当 PN 码时 延 超 过 1 个 码 片 时，自 相 关 函 数 为 是序列的 ρx τ 周期． ) 和加性高斯白噪声( ， TC ≤τ≤ = － 1 / Tm Tm － 1 AWGN ， Tm TC ) ( ) ( ) 设 α1 = α2 = α3 ，可得非相干解调基带 Rake 接 收机实现方案相对于传统 Rake 接收机的输出信噪 的关系，如图 4 所示． 从分析结果可 比增益与 θ2 、θ3 以看出，这种基带 Rake 接收机实现方案相对于传统 Rake 接收机在性能上有一定程度的提升，但在分析 过程中也发现，当 θ2 、θ3 趋近于 π /2 时，由于图 3 中 第 2 路 径 和 第3 路 径 的 系 数 1 / cos θ2 、1 / cos θ3 理 论 上趋于无穷大，将导致输出信号的信噪比急剧下降， 从而影响系统性能． 与此同时，从图 4 可以看出，这 种基于基带上对非相干解调损失因子消除的 Rake 接收机实现方案，其增益似乎不太明显，这主要是在 分析时没有考虑滤波器对式( ) 中 MAI 干 扰的作用，当其与 1 / cos θ2 相乘时，噪声会被放大． 然而在实现时，该项噪声会被其后面的低通滤波器 滤掉，图 4 所示的增益反而会有很大提高． 4 结束语 ( 、 11 12 ) 由于非相干解调引入的损耗因子会使 Rake 接 收机引入额外的衰落特性，这对 Rake 接收极为不 利，但从另一个方面说明了提出消除非相干解调损 耗因子 Rake 接收机的必要性． 本文对于 Rake 接收 机性能的分析尚属初步研究，今后需要结合实际的 通信系统进一步论证，特别是对输出信噪比增益和 非相干解调损耗因子对信号多径衰落特性的影响等 问题尚待深入探讨． 参考文献: ［ ］ 1 Geng C ， Pei Y ， Wen W ， et al． Asic implementation of fractionally spaced rake receiver for high data rate UWB systems ． Electron Lett 2011 47 215-217． ［ ］ J ， ， ， ， ( ) : 3 ， Jia Xiangdong Xiao Wei Fu Haiyang et al． An easy ［ ］ 2 Rake receiver for TD-SCDMA smart antenna ． Wire- less Personal Communications 2010 4 Published ， ， ［ ］ J ， online DOI 10． 1007 / s11277-010-0012-x． ］ 傅海阳，戴振华，郑建光，等． 多径信号载波相干解 ［ 3 ， 2010 ］ 调 Rake 接 收 机［ ． 北 京 邮 电 大 学 学 报， J 33 ) : 3 ( Fu Haiyang Dai Zhenghua Zheng Jianguang et al． ， ， 30-33． ， Rake receiver with carrier coherent demodulation for multi-path signals ． Journal of Beijing University of Posts and Telecommunications 2010 33 3 30-33． ， ， ( ) : ［ ］ J Liberti J C Rappaport T S． Smart antennas for wireless IS-95 and the third generation CDMA ， ［ ］: ， Pearson Education Inc S． l． ， : ］ ． ［ M communications applications 1999． ［ ］ 4 ［ ］ 5 图 4 非相干解调载波损失因子基带消除方案信噪比增益 Communications lot-to-data power ratio for partial rake receiver in Nakaga- mi-m fading channels ［ ］ J ， 8 ， 2009 ． IEEE Transactions on Wireless ( ) : 1 136-147． Jitvanichphaibool K ， Saquib M ， Popescu O． Optimum pi-