论文研究-直扩通信系统基于FFT的动态均值门限窄带干扰抑制 .pdf-资料库

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中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 直扩通信系统基于 FFT 的动态均值门限窄带干扰抑制闫立仁，田亚菲，刘玉山兰州大学信息科学与工程学院，兰州(730000) Email: drh00@163.com 摘要：本文分析了 FFT 变换域窄带干扰抑制原理，提出了动态均值门限窄带干扰抑制算法，从理论上分析了算法性能。仿真结果表明，该算法能有效抑制直接序列扩频通信系统中的窄带干扰，相对于传统的门限检测算法，该算法门限设计简单，适应性强，能有效提高系统的误码性能。关键词：直接序列扩频；FFT 变换；窄带干扰；动态均值门限 1. 引言直接序列扩频通信（DSSS）系统在发射端通过伪随机码（PN code）调制将信号频谱扩展，在接收端通过相同的 PN 码同步解扩恢复出原始信号，同时对干扰进行扩频抑制[1]。DSSS 通信系统的这种特点使其具有内在的干扰抑制能力，但强窄带干扰会超过 DSSS 干扰容限而使系统无法正常通信。若进一步提高系统扩频处理增益，理论上仍能将强干扰抑制到干扰容限内[2]，但受技术条件限制，接收端有时无法达到所需要的扩频处理增益。此时借助信号处理技术在解扩前抑制强窄带干扰[3]，可以极大地提高系统的抗干扰能力。 DSSS 系统抗窄带干扰技术有时域处理技术和变换域处理技术。时域处理技术中常用的是自适应横向滤波器和预测误差滤波器[4-5]，这类滤波器通常收敛速度比较慢，对时变干扰抑制性能不理想。相对于时域处理技术而言，变换域处理技术具有处理速度快、对时变干扰抑制性能好等特点[6-7]。常见的变换域干扰处理方法有：中值滤波法[8]、权值泄漏法[9]、以及门限检测法[10-11]等，其中门限检测法由于实现结构简单而得到广泛应用。门限检测窄带干扰抑制算法中，检测门限的设计是算法实现的关键问题。本文设计的动态均值门限干扰抑制算法，能根据输入信号频谱情况自动改变检测门限，具有处理速度快，实时性强，抑制动态干扰性能好等特点。 2.系统模型基于 FFT 频域(FFT-FD)干扰抑制的 DSSS 接收框图如图 1 所示，接收信号 )(tr 经载波解调送频域干扰抑制处理，处理后的信号通过同步 PN 码相关解扩、积分判决后输出信息数据。 )(tr )(tx ')(tx )(tb ∑ )(tc A cos( 0tw ) 图 1 直接序列扩频通信接收端框图 -1-

中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 设 PN 码长度为 cL ，切普(chip)宽度为 cT ，扩频调制采用码同步（symbol-synchronous）方式，即 PN chip 与信息码元同步，且 PN 码周期 c T L * 等于信息码元周期 bT ，载波解调后 c 的接收信号表示为 tx )( = ts )( + tg )( + tj )( ，其中 ts )( = S 2 L c ∑ ∑ b k i 1 = k tpc ( i − iT c ) 为基带扩频信号， kb 为信息数据， { }1±∈kb 。 ic 为扩频序列（PN 码）， { }1±∈ic ，长度为 cL 。 )(tp 为矩形单脉冲信号，即 tp )( = ⎧ ⎨ ⎩ （AWGN）， )(tj 为窄带干扰。 0,1 cTt ≤≤ 其它。 )(tg 是均值为 0、方差为 2σ 的加性高斯白噪声 ,0 如果抽样频率为 cT1 ，则输入频域干扰抑制处理模块的抽样信号为 nx )( = ns )( + ng )( + nj )( ,其中 ns )( = S 2 cL ∑∑ b k i 1 = k nTpc i c ( − iT c ) 。假设 )(ns 、 )(ng 、 )(nj 相互独立且均值为零，则(1-3)式表示的关系[12]成立。 msnsE ()([ *]) = mgngE ()([ * ]) 0 S ⎧ ⎨ ⎩ { = 0 2 σ mn ≠ mn = （1） mn ≠ mn = （2） mjnjE ()([ nmr * −=]) , r =0 J 。（3）频域干扰抑制处理过程如图 2 所示，输出序列 nx 经时域加窗（ nw ）后分成长度为 N（FFT 长度）的数据块进行快速傅里叶变换（FFT），频域分量加权（第 k 个分量乘系数 kα ）进行窄带干扰抑制处理，处理后的频域信号通过傅里叶反变换（IFFT）恢复成时域信号 ' nx 。 )(nx )(kX ')(kX FFT IFFT ')(nx nw k 图 2 FFT 频域处理模块框图 3.频域干扰抑制原理 FFT 变换域干扰抑制处理后的信号通过相关解扩、积分判决后输出信息数据。相关解扩输出信噪比（SNR）为[13]： -2-

中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn w k N k ∑ 1 = N d + d 1 ( SNR = 其中： 2 ) α k 2 S N ∑ 1 = + k 2 （4） d 3 w 2 k N ∑ 1 = N k w 2 k N ∑ 1 = N k S ⎧ ⎪ ⎪ ⎨ ⎪ ⎪ ⎩ ⎡ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ N ∑ k 1 = 2 α k N 2 ⎡ 2 ασ ⎢ k ⎣ ∑ 1 = k N α k ∑ N 1 = k 2 ⎤ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎫ ⎪ ⎪ ⎬ ⎪ ⎪ ⎭ （5）（6） − ⎤ ⎥ ⎦ 2 Θ α （7） k k N 1 ∑ N 1 = k d 1 = d 2 = d 3 = kΘ 为干扰抽样序列 )(nj n ( 2,1 L= N ) 在 FFT 变换域的第 k 个分量。当时域加矩形窗（ wn = ,1 n 2,1 L= N ) ，频域各权系数 =α k ,1 = k L2,1 N ，由（4-7）式可得到（8）式，表示接收端没有 FFT 变换域处理模块时相关解扩输出信噪比。 SNR ' = NS 2 + σ J 其中：。（8） J = 1 N 2 N ∑ k 1 = 2 =Θ k 1 N N ∑ k 1 = 2 nj )( （9）（9）式利用了帕塞瓦定理，J为干扰功率，（8）式结果与扩频通信[1][2]理论一致。 )(kX 权系数 kα 选择恰当，进入系统的窄带干扰全部得到抑制，那么如果频域各分量相关解扩输出信号的信噪比将得到改善。因此可以令(4)式对 kα 的导数等于零得到一组方程。解方程组可以得到权系数比为： α k α l = ( SN ( SN 2 + σ 2 + σ ) ) Θ+ Θ+ l k 2 2 (10) 假设第l 个频域分量没有干扰，即 ) ( SN 2 + σ ) 2 Θ+ σ + α k α l ( SN = k 2 lΘ 等于零，则： (11) 2 -3-

中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 由于扩频信号频谱比较平坦，频域分量比较小，而干扰的频谱比较突出，频域分量比较大，假设 ( )lX 代表 TTF 频域分量最小值(无干扰)，令权系数 1=lα ，根据(11)式可以看出频域干扰分量 ( )kX 的权系数 0 < kα ，这样只要以 ( )lX 为参考，就能对干扰分量 ( )kX < 1 抑制，干扰分量越大，相应的权系数越小，抑制越厉害。利用帕塞瓦定理，（11）式可变形为： α k = α l 2 2 lX )( kX )( (12) 即频域加权系数比与频域相应分量的幅度平方成反比。根据上面分析，只要用 FFT 频 1=kα ，对高于 ( )lX )为基准，对与 ( )lX 接近的分量取权系数域分量的最小值(假定为 ( )lX 的分量取权系数 0 < kα ，这样就可以抑制干扰。我们称此基准 ( )lX 为检测参考门限， < 1 在时变干扰环境中如何确定参考门限是算法的关键。 4.动态均值门限算法只包含加性高斯白噪声(AWGN)的DSSS 信号 tx )( = ts )( + tg )( 的频域分量大小分布近似为瑞利分布[12][14]，瑞利分布的随机变量 X 的均值为: [ XE ] Γ z )( = = σ ∫∞ 1 − t z 0 2 2 Γ )5.1( (13) e − t dt (14) 累积分布函数为： ( XF ) −= 1 e − 2 X 2 2 σ (15) 对(15)式求反函数为： X 2 2 = σ − 1ln( − XF ( )) (16) 如果设定门限为 gateX ，将有 1 agteXF− ( ) 的有用信号被误检测为干扰。令 X gate = ]XTE [ ，则： T = X gate [ XE ] = 2 2 σ 1ln( − 2 2 Γ σ XF ( − )5.1( )) gate = − XF 1ln( ( − )5.1( Γ )) gate (17) 称T 为门限参数。从上式可以看出，门限参数T 是 gateXF ( ) 的函数，与 AWGN 无关。 [ ]XE 很容易通过统计得到，当取门限值为 [ ]XTE = gateX 时，只对 1 agteXF− ( ) 的信号有影响。表１列出了 gateXF ( ) 对应的T 值。在干扰环境中，可以根据窄带干扰占扩频信号带宽的比例从列表中选择适当的门限参 -4-

中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn （对就于 F(Xgate)＝0.999）的信号带宽，则选择门限参数，干扰抑制处理的结果只对 %1.0 的有用信号有影响。数。例如窄带干扰占用 %1.0 .2=T 9657 在时变的干扰环境中， [ ]XE 随干扰实时变化，门限 [ 表 1 F(X gate)与 T 对应关系表 ]XTE 随干扰变化。 F(Xgate) T 0.9999 0.9990 0.9900 0.9800 0.9700 0.9600 3.4245 0 2.9657 0 2.4215 0 2.2318 0 2.1130 2.0245 0 F(Xgate) T F(X .9500 .9400 .9300 .9200 0.9100 .9000 1.9530 0 1.8927 0 1.8401 0 1.7933 0 1.7510 0 1.7122 0 gate) T .8900 1 .8800 1 .8700 .8600 1 .8500 1 .8400 1 .6764 .6430 1.6117 .5822 .5542 .5275 F(Xgate) T 0.8300 0.8200 0.8100 0.8000 0.7900 0.7800 1.5020 1.4776 1.4541 1.4315 1.4096 1.3885 算法流程如图 7 所示： FFTN 为 FFT 变换长度，m 为循环次数， mS 为 mI 中下标对应的频域分量幅度之和， mN 为 mI 中下标对应的频域分量数。第 m 次检测中， mI 中下标所标识的频域分量幅度与门限进行比较，大于门限的判定为干扰，将其下标记录在 1+mJ 中，小于门限的频域分量下标记录在 1+mI 中留待下一循环检测。如果在某一次循环中没有检测出干扰( p = size ( +mJ ) 1 = 0 ) 或检测出的干扰分量数超过实际存在的干扰数量( l = size ( +mI ) 1 ≤ min )，则认为无干扰或干扰已完全检测出而退出循环，对合并下标 J 记录的频域分量幅度统一设定为最后一次门限值，从而结束 FFTN 长数据块的干扰检测抑制过程。下一组数据重复上述过程，这样就能在频域将强窄带干扰抑制。 5.仿真结果运用 Matlab 对上述算法进行仿真，PN 码为长 63 的 m 码，二进制信息数据随机生成，长度任意选取，一位二进制信息(bit)用一个周期扩频码调制，频域带宽选定后根据干扰占用信号带宽的比值选择门限参数 T。窄带干扰用多个正弦信号之和模拟[11]，正弦信号的频率在扩频信号带宽内随机生成，以扩频码(chip)速率进行抽样叠加到扩频信号上。采用动态均值门限抑制处理前后的扩频信号功率谱密度仿真结果如图 3、图 4 所示，仿真中为便于观察频谱情况，选扩频信号带宽 1KHz(远小于实际值)。从仿真结果可以看出经抑制处理后干扰分量功率谱总体有 30db 以上的衰减，而信号功率谱密度没有衰减，说明运用动态均值门限算法能有效抑制 DSSS 中的强窄带干扰。 -5-

中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 10 0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 / ) z H B d ( y c n e u q e r f / r e w o P -80 0 0.05 0.1 0.15 0.25 0.2 0.3 Frequency (kHz) 0.35 0.4 0.45 0.5 图 3 窄带干扰抑制前的功率谱密度 10 0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 -70 / ) z H B d ( y c n e u q e r f / r e w o P -80 0 0.05 0.1 0.15 0.25 0.2 0.3 Frequency (kHz) 0.35 0.4 0.45 0.5 图 4 窄带干扰抑制后的功率谱密度图 5 是误码率性能对比曲线，信噪比从-20db 到 0db，窄带干扰功率为 3db，不进行干扰抑制处理时误码率最高，无窄带干扰的误码率最小，采用本文算法抑制干扰后的误码率与无干扰的误码率比较接近，且优于文献[14]的干扰剔除法(对检测出的频域分量设定幅度为零)。从误码性能可以看出，运用动态均值门限算法能很好抑制窄带干扰，提高 DSSS 通信 -6-

中国科技论文在线系统的误码性能。 http://www.paper.edu.cn 图 6 是窄带干扰强度分别为 3db、6db、9db 12db 时，经过动态均值门限抑制后的误码率对比曲线。从图 6 看出，窄带干扰大范围变化时，误码率基本不变，说明动态均值门限抑制算法对强度大范围变化的窄带干扰能保持一致的误码率。 100 10-1 10-2 R E B 10-3 10-4 -20 100 10-1 10-2 R E B 10-3 10-4 -20 无窄带干扰窄带干扰未抑制处理动态门限抑制剔除抑制 -18 -16 -14 -12 -10 SNR(db) -8 -6 -4 -2 0 图 5 误码性能对比曲线 3db 6db 9db 12db -18 -16 -14 -12 -10 SNR(db) -8 -6 -4 -2 0 图 6 窄带干扰强度不同时的误码率对比曲线 -7-

中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 初始化： S = 1=m ∑ ∈ mIk m { }=mJ ; kX N )( ; m ; { N I K,2,1= m size ( ) = = I m ; }FFT N FFT m I 检测干扰： { k ∈=+ 1 { k ∈=+ 1 J m kXI )( m kXI )( m （≤ NST m （> NST m m m }) }) p = size ( mJ l ; ) = size ( mI ) 1+ 1+ 循环更新： S m 1 + S −= m m N =+1 = mm N m 1+ ; kX )( ; mJk ∑ +∈ p − ; 1 否 0=p or ≤l min J J 1= J U 2 mJ LU 是 th （= ; m NST )m 干扰处理： kX )（ kth = ; ∈ J 图 7 动态均值门限算法流程 6.结论窄带干扰易于产生和发射，对扩频通信的影响最为严重。在时变的干扰环境中，运用基于 FFT 频域动态均值门限算法能根据干扰频率和干扰功率变化，动态改变干扰检测门限，具有一定的自适应能力。在循环检测过程中，检测门限越来越接近信号的频域幅值，对干扰存在的频域分量幅度取最后一次检测门限值，不仅对干扰进行了有效抑制，而且保留了该频域分量包含的有用信息，从而提高了 DSSS 通信系统的误码性能。 -8-

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