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折叠式共源共栅运算放大器的 0. 6μm CMOS 设计
王志亮 , 段 伟 , 王 琴
(南通大学电子信息学院 , 南通 226007)
2009 年第 3 期
信息技术
Information Technology
中图分类号 :TN432 文献标识码 :A 文章编号 :1009 - 2552 (2009) 03 - 0007 - 04
摘 要 : 折叠式共源共栅结构的运算放大器不仅能提高增益 、增加电源电压噪声抑制能力 , 而
且在输出端允许自补偿 。基于0. 6μm CMOS 工艺 , 验证了一种折叠共源共栅的运算放大器的参数
指标 。理论计算和实际分析相结合 , 仿真结果达到设计指标要求 。
关键词 : 0. 6μm CMOS 工艺 ; 折叠式共源共栅 ; 运算放大器 ; Hspice
Design of a folded
cascade operational amplifier
based on 0. 6μm CMOS technology
WANG Zhi
liang , DUAN Wei , WANG Qin
(School of Electronics and Information , Nantong University , Nantong 226007 ,China)
Abstract : Operational amplifier using the cascade configuration not only is useful for increasing the gain ,
increasing the value of PSRR , but also allowing self compensation at the output. The parameter of this
operational amplifier is validated based on 0. 6μm CMOS technology. Combined with the theory calculation and
actual analysis , the simulation result satisfied the design specification.
Key words : 0. 6μm CMOS ; folded
cascade ; operational amplifier ; Hspice
0 引言
随着集成电路技术的不断发展 ,高性能运算放
大器得到广泛应用 ,成为模拟集成电路和混合信号
集成电路设计的核心单元电路 ,其性能直接影响电
路及系统的整体性能 。
折叠式共源共栅运算运算放大器具有二阶优化
性能 ,因此设计一个有实用价值的折叠式共源共栅
运算放大器是非常有现实意义的 。在实际设计过程
中 ,电路设计固然重要 ,参数正确选取同样决定设计
成败 。CMOS 管的参数并不能通过简单的理论计算
或计算机仿真进行准确的预测 ,例如在给定工艺条
件下 ,理论计算出的管子宽长如不考虑实际情况下
工艺条件等诸多外界因素 ,仿真的结果会和设计指
标有很大差距 。所以必须在深入理解电路工作原理
的基础上 ,将科学计算和计算机仿真综合运用 。
1 折叠式共源共栅运算放大器的参数设计
本文采用图 1 所示折叠式共源共栅运算放大器
结构[1 ] 。
其中 :
M1
M3
M2
M3A
M1A
M2A :构成折叠式差分电路 。
M4A :构成共源共栅电路 。
M4
M6 :构成运放偏置的电流镜电路 。
M5
M8 :构成 M9 ,M10 and M11 的镜像 MOS 管 。
M7 :差分电路的尾电流 NMOS 管 。
M9
M13
M10 :构成运放两支路的偏置电流源 。
M14 : 提供 给 M1A
M2A
M3A
M4A 栅 极 +
1V 的偏置电压 。
M12 :输出级 (共源放大器) 。
M11
基于 0. 6μm CMOS 工艺 ,运算放大器的设计指
标如表 1 所示 :
收稿日期 : 2008 - 08 - 07
基金项目 : 南通大学大学生课外学术科技作品立项课题 (140
146) ;
江苏省教育厅自然科学基金 (07KJD120167)
作者简介 : 王志亮 (1978 - ) ,男 ,讲师 ,硕士 ,主要从事模拟集成电路
研究。
—7—
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图 1 运算放大器电路图
表 1 设计指标
参数 小信号低频电压增益 单位增益带宽 相位裕度 转换速率 共模抑制比 电源电压 共模输入范围 电压输出范围 负载电容 功耗
指标
> 10000 (80dB)
> 100MHz
> 50° 100V
us
> 80dB
5V
1. 5V~3. 5V 0. 3V~4. 7V
2pF
17mW
根据以上给出的性能指标 ,结合 CMOS 器件理
论计算公式 ,计算出各 MOS 管理论参数 。计算过程
如下 :
取μp Cox = 44 ×10- 6μA
因为 SR = IS
取(W
V2 ,μnCox = 108 ×10- 6μA
CL ,所以 IS = SR ×CL = 200μA ;
V2 ,
L) 5 = (W
L) 6 = (W
0. 6 ,因
为管子 M8 工作于饱和状态 ,所以 ID8 = - KP (VGS8 -
Vth) 2 ,得 VGS8 = 1. 37V ,Vbias = 3. 63V ;
L) 7 = (W
L) 8 = 30
43. 8
(W
L) 2A = 22. 9
0. 6 ;
同理取 Veff1A = 0. 25V ,根据公式 ID = - KpV2
L) 1A = (W
取 VGS = 0. 882V ,得 (W
取 Veff3A ,4A = 0. 25V ,得 (W
对 M13 而言 ,VGS = - 1. 37V
L) 3A ,4A = 9. 33
L) 3 ,4 = 17. 6
0. 6 ;
0. 6 ;
0. 6 ;
eff ,得
(W
L) 13 =
μp Cox·(Vgs13 - Vth ) 2 = 86. 4
0. 6
2ID13
M9 ,M10 两管对称 , ID9 = - KP (VGS9 - Vth ) 2 , (W
同理 ,VGS11 = - 1. 37V , ID11 = 1500μA , (W
L) 11 =
L) 9 ,10 = 18. 52
0. 6 ;
185. 2
0. 6 ;
因为 fu = 100MHz ,ωta = gm
CL ,所以 gm = 2πfuCL =
1. 256ms ;
根据公式 ( W
L
) =
g2
m
2IDμnCox
,得 (W
L) 1 = (W
L) 2 =
取 Veff12 = 0. 25V ,3. 14 , (W
同样取 Veff14 = 0. 25V , (W
各 MOS 管理论计算结果如表 2 所示 :
L) 12 = 267
L) 14 = 124
0. 6 ;
0. 6 。
表 2 MOS 管理论计算结果
MOS 管名称
MOS 宽度 (单位μm)
MOS 管长 (单位μm)
M1 ,M2
M3 ,M4
M5 ,M6 ,M7 ,M8
M9 ,M10
43. 8
0. 6
17. 6
0. 6
30
0. 6
18. 52
0. 6
M11
185. 2
0. 6
M12
267
0. 6
M13
86. 4
0. 6
M14
124
0. 6
M1A ,M2A
22. 9
0. 6
经 DC 仿真分析 ,SR 较小 ,因为 SR = I
CP ,所以
可以改变电流 I 和 Cp 来满足要求 。首先增加流过
M9 ,M10 的电流为原来的二倍 ,可以通过改变 M9 ,
M10 的管子宽长比为原来的二倍来实现 , 相应的
M1A ,M2A 两管子的宽长比也增大为原来的二倍 。
经过调整 ,补偿电容上的电压有所增加 ,通过调整
M3 ,M4 ,M3A ,M4A 来降低该电压值 ,使电压值保持
在 1V 左右 ,这样才可以使管子 M12 工作在比较稳
—8—
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定的饱和状态 。
另外 ,还要调节输出端 out 的电压值 ,要使该处
电压值在 2. 5V 左右 ,可以通过改变 M12 的宽长比
来实现 。表 3 为调整后 MOS 管参数 。
管子名称
M1 ,M2
M3 ,M4
M5 ,M6 ,M7 ,M8
M9 ,M10
M11
表 3 调整后 MOS 管参数
管子宽 (单位μm)
30
管子长 (单位μm)
2 Hspice 仿真测试
0. 6
14
0. 6
30
0. 6
33
0. 6
500
1. 2
运放的输出端接 2pF 的负载电容 ,在电源电压
为 5V ,共模输入电压为 2. 5V ,在运放输入端接差分
交流信号 1V ,两输入端的输入交流信号相位相反的
条件下做交流小信号分析 ,电路图连接如图 2 所示 。
M12
195
1. 2
M13
60
0. 6
M14 M1A ,M2A M3A ,M4A
20
0. 6
60
1. 2
90
0. 6
图 2 低频小信号特性仿真电路连接图
小信号低频电压增益 :小信号低频电压增益为
95. 7dB ,如图 3 所示 ,满足设计指标 ( > 80dB) 。
图 4 低频小信号单位带宽分析图
图 5 相位裕度分析图
图 3 低频小信号电压增益分析图
单位增益带宽 :单位增益带宽为 223MHz ,如图 4
所示 ,满足设计指标 ( > 100MHz) 。
相位裕度 :相位裕度为 180°- 129°= 51°,如图 5
所示 ,满足设计指标 ( > 50°) 。
转换速率 :运放的同相输入端输入 2V 到 3V 的
阶跃信号 ,电路如图 6 所示 。运放瞬态分析得到的
输出波形如图 7 所示 ,从仿真波形得到 :在输出上升
曲线的 10 %和 90 %处 ,其电压分别为 2. 9V 和 2. 1V ;
时间 分 别 为 10. 7μs 和 3. 32μs。运 放 的 转 换 速 率
μs ,
SR = (2. 9V - 2. 1V)
满足设计指标 (100V
(10. 7μs - 3. 32μs) = 108. 4V
μs) 。
图 6 转换速率电路图
共模抑制比 :在运放的开环状态下 ,在运放的同
相和反相输入端同时加入一个幅度为 1V 的交流小
信号源 ,电路如图 8 所示 。从图 9 的仿真结果可知 ,
运放的低频共模电压增益为 - 3. 29dB 。因为运放的
共模抑制比 (dB 为单位) 等于其差模电压增益 ( dB)
减去共模电压增益 (dB) ,差模电压增益 (即小信号低
—9—
图 7 转换速率分析图
频电压增益) 是 95. 7dB ,所以运放的共模抑制比近似
为 98. 99dB ,大于运放的设计指标 ( > 80dB) 。
图 8 仿真共模抑制比电路图
图 10 仿真输入共模电压范围电路图
图 11 输入共模电压范围分析图
图 12 运放的输出电压摆幅特性仿真电路
图 9 共模抑制比分析图
共模输入范围 :运放的电源为 5V ,运放的反相
端和输出相连 ,构成缓冲器 ;同相端加直流扫描从 0
到 5V ,如图 10 所示 ,经仿真得到的运放输入输出跟
随特性如图 11 所示 。
从图中可以看出 ,两条曲线重合的范围为0. 579~
4. 75V ,符合指标要求 (1. 5~3. 5V) 。
电压输出范围 :仿真电路如图 12 所示 ,正输入
端接 2. 5V 的直流电压 , Vin1 输入端加从 0 到 5V 的
直流扫描电压 。
经仿真得到的运放输出电压摆幅特性如图 13
所示 。
从图 13 可以看出输出电压的范围是 :0. 0379~
—01—
图 13 电压输出范围分析图
4. 99V ,符合指标要求 (0. 3~4. 7V) 。
运放的静态功耗 :运放的静态功耗是指当运放
在输入平衡状态下电路消耗的总电流和总电压的乘
积 。在电源电压 5V ,运放的两输入端输入共模电压
2. 5V 时 ,运放各支路的静态电流之和为 3. 268mA ,则
运放的静态功耗为 16. 34mW ,小于指标的要求 。
(下转第 15 页)
2
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现有网络的新特性 ,考察网络新情况 、新特性和拥塞
控制机制之间相互影响的关系 ,以此为基础 ,采用系
统论 、控制论的方面 ,从整体上建立包含多种拥塞控
制机制的网络拥塞控制方案 ,并广泛采用自适应的
思想 ,使得控制机制能适应网络的动态变化 ,并减少
控制机制的代价 。在加强网络可控性的同时 ,保证
方案的可扩展性 。
参 考 文 献 :
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责任编辑 :李光辉
(上接第 10 页)
3 结束语
介绍了一种折叠式共源共栅运算放大器的设
计 。实际的设计仿真值为 : 小信号低频电压增益
95. 7dB ;单位增益带宽 223MHz ;相位裕度 520 ;转换
μs ;共模抑制比 98. 99dB ;电源电压 5V ;
速率 108. 4V
共模输入范围 0. 579~4. 75V ;电压输出范围0. 0379~
4. 99V ;负载电容 2pF ;功耗 16. 34mW。整个设计满
足设计指标要求 。
参 考 文 献 :
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责任编辑 :肖滨
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