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单相正弦波变频电源.pdf
单相正弦波变频电源装置
参赛项目报告
题
目：
单相正弦波变频电源
学
校：
吉林大学
指导教师：
段清明
贺志伟、本科生、吉林大学
何聪、本科生、吉林大学
徐美玲、本科生、吉林大学
1
单相正弦波变频电源装置
摘要：本装置主电路拓扑采用全桥逆变电路，50V DC 输入，采用 SPWM 调制方
式。220V AC 经整流滤波，SG3525 控制，半桥变换器驱动电路，输出再经过全
波整流，输出稳定的 50V DC.而调制信号波为正弦信号，载波为三角波，所得到
的就是 SPWM 波形，输出的 SPWM 波要接到全桥逆变电路的型号为 IRF640 的
MOS 管的栅极处，由于 MOS 管需要驱动电路，我们加入了 IR2110 为核心的半
桥驱动电路，两片 IR2110 四路输出驱动四个 MOS 管,负载为 30Ω的电阻。
本装置实现了一个单相正弦波变频电源，输出电压有效值为 15～36V 可调，
最大负载电流有效值为 1A，输出频率范围为 20Hz～100Hz。输出电压波形接近
正弦波，用示波器观察无明显失真；当输入电压为 198V～242V，负载电流有效
值为 0.5～1A 时，输出电压有效值应保持在 15V，误差的绝对值小于 5%。
关键字：SG3525 半桥驱动 SPWM IR2110 全桥逆变
一、 方案选择
（一）、方案比较
1、驱动电路比较
方案一：采用 IR2110 为驱动核心，IR2110 是 IR 公司生产的大功率 MOSFET
和 IGBT 专用驱动集成电路，可以实现对 MOSFET 和 IGBT 的最优驱动，同
时还具有快速完整的保护功能，因而它可以提高控制系统的可靠性，减少电
路的复杂程度。相比与用分立元件搭的驱动电路，选用 IR2110 芯片构成的驱动
电路外围电路简单。
方案二：采用 TLP250 作为驱动核心，TLP250 的优点是可靠性高，但电路复
杂，需要三路电源。
综上所述，我们选择方案一。
2、逆变电路比较
方案一：单相半桥逆变电路，优点是简单，使用器件少。缺点是输出交流电
压的幅值 Um 仅为 Ud/2,且直流侧需要两个电容器串联，工作时还要控制两个电
容器电压的均衡。
方案二：单相全桥逆变电路，其输出电压是半桥电路幅值的一倍，Um=Ud.
比较两方案，由于我们需要输出的电压为 15~36V,半桥逆变达不到我们对电压
的要求，而全桥可以，采用方案二。
（二） 总体框图
根据竞赛设计任务的总体结构框图，我们设计了如图一所示的系统框图。
2
图一 系统框图
二、 设计与论证
（一）、50V DC 的产生
1.电网输入及整流滤波电路
输入整流及滤波电路如图所示，交流电网经 EMI 滤波器、浪涌电流限制
器、整流以及滤波电路后输出 300V 直流。当额定电流为 2A 时，电感量为 6mH
为宜，安装时将滤波器的外壳接地。为了减小漏电流，取 2C 和 3C 为 2200pF/2kV。
VD1～VD4 组成桥式整流电路，承受反相电压为 300V,平均电流为 I/2=1A，留
有一定裕量，可选用平均电流为 3A 的 1N5408。由额定电流选用 3A 的快速熔断
器。用 0.1uFd 的小电容滤波有利于提高功率因数。
图二 电网输入机整流滤波电路
2.设计变压器
EE42 铁氧体磁芯的中心柱横截面积 eA =1.78
2cm ，窗口面积 QA =2.945
2cm ,
它的功率容量乘积 PA = eA QA =5.17。当开关频率选为 70kHz 时，
PA =
6
10
2
P
t
fB K K
m c
m
2 0.8 70 10
3
6
500 10
1500 2 0.5 1
2.976
可见它小于功率容量乘积 5.17，可以满足要求。计算原边绕组匝数 pN =匝，
3
F
1
3
A
T
H
5
D
-
9
R
1
M
C
1
0
.
1
u
/
4
0
0
V
E
M
I
1
m
H
C
4
0
.
1
u
/
4
0
0
V
C
2
2
2
0
0
p
/
2
k
V
C
3
2
2
0
0
p
/
2
k
V
V
D
1
～
V
D
4
I
N
5
4
0
8
G
N
D
3
0
0
V
2
2
0
V
N
p
8
V
10
inh
f B A
4
s m e
382 10
4 70 10
3
8
1500 1.78
51.9
,取整数 52 匝。如果取 52 匝，电感
量过大，可以在磁芯之间加小气隙（小于 0.1mm）来调节电感量。副边绕组匝数
计算式为
N
s
N
p
V
op
V
inl
52
50 1.1 1.3
262
11.2
。取整数 12 匝。绕制时把副边绕组
放在中间，原边绕组分成三段。先在最里层绕制原边绕组 17 匝，用外径0.98mm
高强度漆包线两根并列绕制；然后绕第一个副边线圈，用 4 根0.48mm 的漆包线
并绕 12 匝；接着用外径0.98mm 高强度漆包线两根并列绕制 17 匝的原边绕组，
然后用 4 根0.48mm 的漆包线并绕 12 匝。最后绕剩下的 18 匝原边绕组。每绕完
一层时用绝缘胶布缠好，并注意方向性。为了减小功率变压器的漏感在原边的输
入端并联一个 1k/5W 的电阻 1000pF 的高压电容组成吸收电路。
3.半桥变换器驱动电路和主电路
由 SG3525 产生的脉冲驱动波形由 11 脚和 14 脚输出，通过铁氧磁环耦合到
二次侧两个相位相反的绕组，通过驱动电阻 R1,R2 分别驱动两个 MOS 管。图中反
相串接的二极管用于限制驱动脉冲最大正负幅值，为使幅度限制在 15V，选用
1N4744 稳压管。由于栅源级间阻抗非常高，易于震荡，为此栅源之间的接线尽
量要短，最好采用多股绞合线，减小电感。为此图中 R1 和 R2 可破换起振条件，
R3 和 R4 可降低栅源级的阻抗，防止栅极震荡。
图三 驱动电路
两个特性相同电力 MOS 管和两只容量、耐压都相同的电容器 C1 和 C2 组成
一电桥。两只功率 MOSFET 管，当他们由导通变为截止时，漏感引起的关断电压
尖峰，将被与之并联的二极管钳位，使 MOS 管的电压不超过电源电压 300V。功
率 MOS 管的型号为 IRFP460，其主要参数为：额定电流 20A，额定电压 500V，导
通电阻 0.27Ω。电容器两端电压为 150V，选用 150Uf/450V 的电解电容，这两个
电容除了与 MOS 管组成电桥外还作为输入电路的滤波电容。为了使两个电容电压
相等，可以在其来两端分别并联一个 20k/5W 电阻。
初级线圈与 MOS 管之间串接电容 Cb 是为了避免磁通不平衡问题。尽管在
C1、C2 两端并接分压电阻，节点处的电压不能精确到电源电压的一半，则两个
4
V
T
1
I
R
F
P
4
6
0
V
T
2
I
R
F
P
4
6
0
R
1
R
3
R
2
R
4
C
b
C
1
C
2
3
0
0
V
5
2
T
:
1
2
T
:
1
2
T
:
3
T
T
1
2
0
T
:
1
5
T
O
U
T
A
O
U
T
B
管子分别导通时所承受的电压不相等磁通会沿着磁滞回线正向或反向持续增加
直至使磁芯饱和，损害开关管。设平顶脉冲允许电压下降量为 10%，则
Cb=
3.13 500 300 0.8 2
3
262 2 10% 70 10
4 . PWM 控制电路
2.28
uF
,取 3 个 1uF/630V 的涤纶电容并联。
SG3525 为第二代集成电路脉宽调制器，100Hz 到 500kHz 震荡频率范围。包
含精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器，输出级采用图腾
柱输出电路，最大驱动能力为 10mA，具有欠电压锁定和限流关断功能，并能实
现软启动。振荡器的震荡频率由公式
f
C
t
(0.67
1
R
t
1.3
R
D
)
图四 PWM 控制电路
根据输出功率 500W 和所选变压器磁芯为 EE42，设计开关频率为 70kHz，
所以震荡频率为 140kHz,选 tC =2200pF， tR =4.7kΩ， tC 放电通过外接 DR =10Ω
实现。软启动脚接 100uF 电容， 5.1V 基准电压经 1k 可调电阻分压后接同相比
较端，反相比较端接 10kΩ到频率补偿端，8 脚接 100uF,实现软启动。
5. 输出整流滤波电路
输出变压器的二次侧采用全波整流电路，电路如五示。在整流二极管两端
并联 RC 吸收电路，用于抑制二极管两端的过电压。整流二极管的反向耐压
FU
>2 outV =DC100V,正向平均电流 (
I
>10A（取 20A），选 MUR3020，它的反向
f AV
)
耐压 200V，正向平均工作电流 30A，反向恢复时间 rrt =50ns。主输出和从输出的
5
I
N
V
-
I
N
1
N
O
N
-
I
N
2
S
Y
N
C
3
O
S
C
4
C
T
5
R
T
6
D
I
S
C
H
7
S
O
L
F
-
S
A
T
8
C
O
M
9
O
U
T
A
1
1
G
N
D
1
2
V
C
1
3
O
U
T
B
1
4
V
C
C
1
5
V
R
E
F
1
6
S
U
T
D
O
W
N
1
0
S
G
3
5
2
5
R
t
4
.
7
k
R
D
1
0
R
?
1
0
k
C
t
2
2
2
C
1
4
1
0
0
u
F
C
2
0
.
1
u
F
1
k
+
1
5
V
O
U
T
A
O
U
T
A
c
u
r
r
e
n
t
v
o
l
t
a
g
e
输出电感不允许进入不连续工作模式，L= 0.5 outV
If
V
0.5 50
3
A
70 10
=
10
Hz
35.7uH,选用
47mm 大号铁粉磁芯，匝数 N=
L
A
L
6
35.7 10
10
93 10
61.9
，用 0.98mm 的漆包线紧密
地绕 62 匝，双股并绕，。当负载为 5Ω时，可得
C
I T
o off
V
p p
10
A
50
us
2
mV
400
uF
，
用三个 150uF 的电容并联。然后在输出端并接 0.1uF 的无极性电容。
图五 辅助电源和输出电路
（二）、控制模块
PWM 控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。即通过对一系列脉冲的宽
度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）。把希望输出的波形
作为调制型号，把接受调制的信号作为载波，通过对信号波的调制得到所期望的
PWM 波形。通常采用三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到
的就是 SPWM 波形。
图六 SPWM 波的产生电路
6
5
2
T
:
1
2
T
:
1
2
T
:
3
T
F
R
1
0
7
M
U
R
3
0
2
0
M
U
R
3
0
2
0
C
?
1
0
0
0
u
F
/
6
3
V
1
5
0
u
/
6
3
V
1
5
0
u
/
6
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V
1
5
0
u
/
6
3
V
0
.
1
u
F
0
.
1
u
0
.
1
u
1
5
.
8
Ω
k
/
2
W
1
0
/
5
W
1
0
/
5
W
3
5
.
7
u
H
S
W
-
D
P
S
T
3
0
0
V
V
o
u
t
1. 正弦波的产生
图七 正弦波产生电路
图七称为文氏电桥振荡电路。产生的正弦波关于横轴上下对称，而我们
需要一个全为正的波形，因此需要进行抬高，抬高电路如图八示，
图八 正弦波抬高电路
所得波形如图九，上面的正弦波为最后所得
图九 被抬高前后正弦波对比
反馈网络的反馈系 F
7
为调节频率方便，通常取 R1=R2,C1=C2.W0=1/(RC),则上式简化为
其中
题目中要求输出频率范围
20Hz～100Hz 选取 R 为 100kΩ的变阻器,C=100nF。
2. 三角波的产生
如图所示为可调节对称性的三角波发生电路。该电路由定时器 NE555
构成三角波发生器，工作频率可达到 40kHz 左右。图中晶体管 Q18 和 Q22 组
成开关式恒流源，其开关状态由 Q19 和 Q21 进行控制。
图十 三角波产生电路
基波和载波都要同时垫高一些有二个作用:
一是可以避开有源器件初始导通时的非线性特性,有利于减少失真;二是可
以让载波和基波在调制时更好地吻合,便于调试.因为馒头波的起始部分直接影响
到输出正弦波的交越失真,如果这部分调制特性没有调试到位,上下二个半波在过
渡时会出现明显的失真,会看到被拉伸或有阶梯感.
3. 死区电路
图十一
死区电路
死区时间是 PWM 输出时，为了使 H 桥或半 H 桥的上下管不会因为
开关速度问题发生同时导通而设置的一个保护时段。通常也指 pwm 响应时
间。Td=1.2RC ,死区时间大，模块工作更加可靠，但会带来输出波形的失真
及降低输出效率。死区时间小，输出波形要好一些，只是会降低可靠性，一
般为 us 级。一般来说死区时间是不可以改变的，只取决于功率元件制作工
艺。
8
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