基于UC3846控制的LLC谐振变换器的设计与应用 .pdf

发布时间：2022-06-14 发布人：admin 分类：说明书资料大小：0.35M 资料格式：pdf 举报版权申诉

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中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 基于 UC3846 控制的 LLC 谐振变换器的设计与应用刘九洋, 尹斌, 刘少华* （河海大学能源与电气学院，南京 211100）摘要：随着国家启动智能电网建设，节能增效是电力行业亟待解决的问题，充电机是变电站直流系统中不可或缺的重要设备，承担着给蓄电池充电的功能,传统 PWM 控制的电源模块采用硬关断技术，效率一直难以提高，本文将 LLC 谐振半桥变换器应用到直流系统中充电机中,分析了该变换器的工作原理,提出了一套完整的谐振参数设计方法,并用脉宽调制芯片 UC3846 来实现调频控制技术,设计了一款容量为 2.2kW LLC 谐振全桥变换器。实验证明该变换器工作稳定,在全输入和全负载范围内都实现了开关管的 ZVS。关键词：LLC 谐振变换器；UC3846；频率调制；ZVS 中图分类号：T Application and Design of LLC Resonant Converter Based on UC3846 Liu Jiuyang, Yin Bin, Liu Shaohua (School of Energy and Electric, Ho Hai University, Nanjing 211100) Abstract: As the country started building smart grid,energy efficiency is a serious problem to be solved for power industry,charger is an indepensible device for transformer sustation DC system,and assumes the function of battery charging.It’s difficult to improve the efficency for conventional PWM controled power supply module to adopt hard-switching technique.In this paper,the LLC resonant converter is applied to DC system charger, the resonant converter working theory is analysed and a complete desinging resonant parameter method is proposed.Coupled with PWM controled UC3846 to realize PFM technique,a LLC full-bridge resonant converter with capacity of 2.2kW is designed. Experiment results show that this converter works stably,it can realize ZVS in full input and load range. Key words: LLC resonant converter;UC3846;PFM;ZVS 0 引言近几年来，各发电厂和变电站都在进行直流系统的改造。其中很重要的一项就是充电机的改造，也就对直流电源提出了诸如小型化、低噪声以及高功率密度等方面的要求。高频变换是减小功率变换器体积、重量，提高变换器效率、功率密度的有效途径。从实现上来说，谐振变换器技术相对 PWM 变换器技术，具有开关工作频率高，开关损耗小、允许输入电压范围宽、效率高、重量轻、体积小、EMI 噪声小、开关应力小等优点。 LLC 谐振变换器是在传统 LC 二阶谐振变换器的基础上增加一个并联电感改进而来的，因此在相对于普通串联、并联谐振变换器在特性上有明显的改善的同时，它在控制方法、参数设计、输入输出特性调节上却相对复杂，所以提出一整套行之有效的变换器设计方法对精确控制变换器输出为我们所用确实是非常重要的。目前针对 LLC 谐振变换器还没有一套固定的设计方法，大多采取试错法，在时域和频域内分析了 LLC 谐振变换器的一些特性[1][2]，推导出参数选择的参考公式，加入一定的限定条件，利用仿真模型指明参数优化方向，结合调试获得设计参数作者简介：刘九洋 1984- 男硕士研究方向电力电子技术. E-mail: jiuyang9@sohu.com - 1 -

中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 本文详尽分析了 LLC 谐振变换器在各个频率范围内的直流稳态特性，特别是从直观的物理意义上阐述了变换器特性的根源，以此为基础总结出变换器各参数对变换器运行的影响，给出了变换器参数的具体设计方法，并以控制芯片 UC3846 构建了一款变换器，根据具体设计要求为例实验验证其可行性。 1 LLC 谐振变换器主电路 LLC 谐振变换器主电路结构如图 1-1 所示。Q1、Q2 为桥臂上下两 MOS 功率管，采用占空比近似 50%，固定死区时间的调频控制方式进行控制。D1、D2 和 C1、C2 是开关管体内二极管和输出电容；Cs 为谐振电容；Lm 为并联谐振电感，即为变压器励磁电感；Ls 为串联谐振电感，用变压器漏感来代替；D3、D4 为输出整流二极管；C0 和 R0 分别是输出电容和负载；变压器结构为输出零式全波整流结构，匝比为 n:1:1 2 LLC 谐振变换器工作原理图 1-1 LLC 谐振变换器 - 2 -

中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 图 2-1 工作在 f>fs 频率段工作波形 LLC 谐振变换器在 f>fs 时工作波形如图 2-1 所示,可以把它分为 8 个工作模态[3],每一个工作模态工作过程: M1:在 t0 时刻，开关管 Q1 关断，谐振输入电流给开关管输出电容 C1 充电、C2 放电，一起到 t1 时刻 C2 上电压降为零，这就给 Q2 的 ZVS 创造了条件。此时励磁电流继续线性上升，励磁电感上电压被钳位在 nV0,不参与谐振，只有谐振电感 Ls 和谐振电容 Cs 一起谐振。 M2:在 t1 时刻，开关管 Q2 体内二极管 D2 导通续流，进一步为 Q2 的 ZVS 开通提供条件，此时能量继续传输给副边。直到 t2 时刻励磁电流和谐振输入电流相等，整流二极管 D3 关断。在此过程励磁电感仍然被钳位在 nV0,不参与谐振。但从过程来看，谐振输入电流是以高 di/dt 的速率下降。 M3:从 t2 时刻起，谐振输入电流继续减小到小于励磁电流时，整流二极管 D4 导通，所以变压器励磁电感上电压反向被钳位在- nV0，这样励磁电流线性减小。在 t3 时刻，D2 续流导通结束。 M4: 从 t3 时刻起，谐振输入电流反方向从零增大，Q2 为 ZVS 开通，能量继续传给副边。在 t4 时刻，开关管 Q2 关断。 M5：在 t4 时刻，由于开关管 Q2 关断，谐振输入电流给 C1 放电、C2 充电，此过程一直维持到 t5 时刻 C2 电压升到零为止，为 Q1 的 ZVS 开通创造条件。 M6：在 t5 时刻，开关管 Q1 体内二极管 D1 开始续流，进一步为 Q1 的 ZVS 开通提供条件，此时能量继续传输给副边。直到 t6 时刻励磁电流和谐振输入电流相等，D4 关断。同 M2 过程一样，谐振输入电流是以高 di/dt 的速率变化。 M7：从 t6 时刻起，谐振输入电流继续增大到励磁电流时，整流二极管 D3 导通。由于 D3 导通，所以变压器励磁电感上电压反向被钳位在 nV0，这样励磁电流逐渐增大。直到 t7 时刻，谐振输入电流过零，D1 关断。 M8:在 t7 时刻，谐振输入电流谐振过零变为正，开关管 Q1 为 ZVS 开通。能量继续通过 D3 传输给负载。在 t8 时刻，开关管 Q1 关断。从 t8 时刻开始，电路进入下一个周期。 - 3 -

中国科技论文在线 3 LLC 谐振变换器的等效模型 http://www.paper.edu.cn 根据基波近似理论,设负载阻抗为 R0,变压器副边等效负载阻抗为 RL=8 R0/π2,经变压器变换后的交流等效负载为 R=n2RL= 8n2 R0/π2[4],等效电路如图 3-1 所示图 3-1 LLC 谐振变换器等效电路图由图可推知等效电路的传递函数: G S ( ) = V S ( ) O V S ( ) S = // R SL m SL S + R SL m // 设 h = L m L s Q , = Z s R = w L s s R , w n = + 1 SC w w s = 1 + S L C 2 m SL R S C L L ( + S m + / P 2 ) + S L L C R 3 / S m G jw ) ( = 1 ⎡ ⎣ − 2 w n (1 + h ) ⎤ ⎦ 2 hw n 2 h Q w 2 + n 2 2 (1 − w n ) 2 2 由幅频特性可知变换器的增益与开关频率相关联, LLC 谐振变换器有两个谐振频率: 1 + L Cπ 2 2 π = = 1 ( f f m , L C ) m s L s s s s - 4 -

中国科技论文在线 4 LLC 谐振变换器参数设计流程及参数计算 http://www.paper.edu.cn LLC 谐振变换器设计的主要侧重点是谐振网络的设计,其中谐振电路品质因数 Q 和 h 值 [5]对谐振变换器的性能至关重要,这两个参数对变换器的效率、循环能量和稳压输出所需频率范围都有影响。Q 值越高，稳压所需的开关频率范围就越大，但 Q 值过低又可能导致变换器稳压能力下降。h 值决定励磁电感中存储能量的大小，影响着变压器绕组间的耦合。变换器参数设计流程如下[1]： (1).根据实际应用场合要求确定变换器的最大工作频率和 max f 谐振频率 sf 的比值令它们的比值为: Ω = max f max / f s ，一般取 maxΩ 为 1~3 (2).为了使变换器在全电压输入范围之内能正常工作,求出其最大、正常、最小电压增益分别为: M min = M max = M nom = U U U U U U o _ min in_max o_ max in_min o _ nom in_nom (3).确定变压器匝比 n a = h + 1 h a = h = in_nom U U o_nom aM min aM − 1 min ⎡ 1 −⎢ Ω⎣ 1 2 max ⎤ ⎥ ⎦ 式中,a 为变压器的等效匝比;h 为励磁电感和谐振电感的比值。 (4).计算最小输入电压和满载时的最小工作频率: f min = f s 1 1 + k ⎡ 1 −⎢ ⎣ ( 1 aM max 2 ) ⎤ ⎥ ⎦ (5).为确保变换器在整个运行范围内确保 ZVS 状态, 须选择合适的 Q 值,主要考虑两种情况: (a).电路在最小输入电压和满载的情况下变换器工作在 ZVS 的最大品质因数 Q max1 = 1 kaM ( max aM ( aM ) max ) 2 2 − 1 + k max (b).电路在最大输入电压和空载的情况下变换器工作在 ZVS 的最大品质因数 - 5 -

中国科技论文在线 T π d k C )(2 + 4 Ω max 2 (1 Q = R ac max + C st ) os http://www.paper.edu.cn ) , ≤ ZVS Q Q max1 max2 式中,Cos 为 MOSFET 漏-源极之间的等效寄生电容 Cst 为与谐振电路并联的等效寄生电容。为确保 ZVS 状态,变换器的最大品质因数应低于 Qmax1 和 Qmax2 中最小的一个且要有一定的裕量,通常取: min(0.9 Q (6)谐振电路的特性阻抗和谐振元件参数: sZ C L s L m 上述设计方法给出了各个参数的详细求解公式,不再需要对参数进行反复的修改,缩短了设计和调试的时间。通过以上步骤,可以得到谐振变换器主要参数的值,根据直流系统中充电机模块设计需求,电源模块的设计规格如下: Q R = ZVS ac f Zπ= 1/(2 s Z fπ /(2 = s kL= s ) s ) s s = = .4v =220v 380 2 =537.4×(1-5%)=510.5v =537.4×(1+5%)=564.3v （1）额定输入输出电压 U 537 in_nom o_nomU （2）输入输出电压范围 in_minU U in_max o_minU o_maxU 根据以上电源规格要求,依照上述介绍的参数设计方法,设计主要参数如下: 励磁电感与谐振电感之比 h=3.36; 变压器匝比 n=3.886, Lr=116µH, Cr=0.1475uF, Lm=390µH 考虑到整机的效率要求和体积要求以及功率开关管 MOSFET 的开关频率上限等因素,选择谐振频率 fs=40kHz, 基于所选择的 MOSFET 管容量都比较大,节电容也较大,最大频率越高对驱动电路的要求也越高,在接了一定的假负载,确定最高频率 fs-max=90kHz, =220×(1+10%)=242v =220×(1-10%)=198v 为实现主电路开关管工作在 ZVS 状态,变换器工作在感性状态,开关频率随输出功率的增大的而减小,则最小频率 fs-min=40kHz 5 控制电路设计控制电路原理框图如图 5-1 所示，控制电路采用负载电流闭环控制。正常工作时，负载电流跟踪给电压给定定值，经过 Pl 调节器产生电压信号，该电压信号控制芯片 UC3846 改变驱动频率，从而调节输出功率。（1）UC3846 控制芯片简介[6] 控制芯片采用 UC3846 芯片,UC3846 是一种性能优良、功能齐全和通用性强的电流型 PWM 控制芯片，其输出驱动为推拉输出形式，增加了驱动能力;内部含有欠压锁定电路、软 - 6 -

中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 启动控制电路、PWM 锁存器，有过流保护功能，频率可调，同时能限制最大占空比。图 5-1 中 Ct 和 Rt 构成振荡器，振荡频率，为了防止开关管直通，在实际过程中，UC3846 内部的振荡器将生成特定的输出死区时钟信号，输出死区时间的大小由振荡器的下降时间决定，是定时电容 Ct 的函数。 [ 12 /(12 3.6 / − ) ] = C 145 t T d R t f osc = 2.2 / R C t t 图 5-1 谐振变换器的控制电路（2）PI 调节为实现频率调制,UC3846 第 5 脚输入 2.5V 电压,将其内部误差放大器输出强制拉高,使其输出信号为死区固定的对称信号,则 UC3846 工作频率主要是由 UC3846 的 8 脚外接电容 Ct 和 9 脚外接电阻 Rt 确定,通过调节 UC3846 第 8 脚的电流,即相当于调节充电电容 Ct 的大小,来改变芯片的驱动脉冲的频率。电阻 R1,稳压管 ZENR1,P 管 Q1 构成一恒流源,基于变换器通常工作在感性状态,工作频率随着负载的增大而降低,恒流源可限制 8 脚的电流,使振荡器工作频率不超过变换器的最大工作频率。控制电路是以负载电流作为反馈量的，通过改变电流给定值可以改变负载电流，从而实现功率调节。当负载电流小于电流给定时，Pl 调节电路输出电压增加，UC3846 的 8 号引脚电流减小，频率减小，功率增大，负载电流增大;反之，当负载电流大于电流给定时，Pl 调节电路输出电压减小，UC3846 的 8 号引脚电流增大，频率提高，功率减小.负载电流减小。 6 样机验证根据以上设计原理,设计了一台 380V 三相交流输入,220V/10A 输出的半桥 LLC 谐振变换器样机。样机工作稳定,在全负载范围内均能实现功率开关管的 ZVS 和输出整流二极管的 ZCS,效率可达到 9%。其典型工作波形如图 5-1 所示。输入电压为 450V 时，带额定负载时，当原边上端开关管 Q1 的驱动信号和漏源极电压波形如图 6-1 所示,从图中可以看出 Q1 实现了零电压开通。二次侧二极管电流经电流霍尔传感器整流后的波形如图 6-2 所示，从图中可以看出整流二极管实现了零电流关断。 - 7 -

中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn Ugs Uds zvs Uds/150v/格，Ugs/6v/格图 6-1 开关管栅源极及漏源极波形 7 结论图 6-2 二极管电流后波形本文分析了 LLC 谐振变换器工作原理,建立了变换器的等效电路模型，给出了谐振元件参数的详细设计方法,同时介绍 UC3846 调频控制电路,并以 UC3846 为控制芯片设计了一款 2.2kW LLC 谐振半桥变换器。试验结果表明:用本文所提出的谐振参数设计方法和 UC3846 调频控制电路所设计的 LLC 谐振半桥变换器,在全输入电压和全负载范围内都实现了开关管的 ZVS,保证了变换器的高效率。 [参考文献] (References) [1] Teng Liu, Ziying Zhou, AimingXiong, John Zeng and JianpingYing. A Novel Precise Design Method for LLC SeriResonantConverter[C]. IEEE APEC,2006. [2] Bing Lu, Wenduo Liu, Yan Liang, Fred C Lee, Jacobusvan Wyk. Optimal Design Methodology for LLC ResonaConverter[C]. IEEE,0-7803-9547-6,2006. [3]Bo Yang Topology PowerSystem[D].Virginia Polytechic Institute and State University,2003. [4]宫力,LLC 串联谐振全桥 DC/DC 变换器的研究[D].武汉:华中科技大学.2006. [5]Christophe Basso Understanding the LLC Structurre in Resonant Applications[J].Semiconductor compone nts Industries 2008 (1):3-15 [6]UC3846 Data Sheet,Texas Instruments Incorporated,1997. for Front End DC/DC PowerConversion Investigation for Distributed - 8 -

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