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在线式UPS原理.doc

发布时间：2022-06-14 发布人：admin 分类：说明书 资料大小：0.18M 资料格式：doc 举报 版权申诉
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    在线式 UPS 的原理分析 On－ line UPS Principle Analysis （UPS 技术讲座三） 1 在线式 UPS 工作原理 电路结构如图 3－1 所示，输入滤波器实质上就是 EMI 滤波器，一方面滤除、隔离市电对 UPS 系统的 干扰，另一方面也避免 UPS 内部的高频开关信号“污染”市电。 在线式 UPS 不论是由市电还是由蓄电池供电，其输出功率总是由逆变器提供。市电中断或送电时，无 任何转换时间。 平时，市电经整流器变成直流，然后再由逆变器将直流转换成纯净的正弦电压供给负载。另一路，市 电经整流后对蓄电池进行充电。正常供电时的工作原理见图 3－1（a）。 图 3－1（a）正常供电时在线式 UPS 工作原理示意图 一旦市电中断时，转为蓄电池供电，经逆变器把直流转变为正弦交流供给负载。市电中断时的工作原 理见图 3－1(b)。 图 3－1（b）市电中断时在线式 UPS 工作原理示意图
    图 3－1（c）市电正常而逆变器故障时的工作原理示意图 在市电正常供电状态下，若逆变器出现故障，则静态开关动作转向由市电直接供电，此时的工作原理 见图 3－1(c)。 如果静态开关的转换是由于逆变器故障引起，UPS 会发出报警信号；如果是由于过载引起，当过载消 失后，静态开关重新切换回到逆变器输出端。 2 在线式 UPS 充电电路 虽然后备式 UPS 中的恒压充电电路具有电路简单、成本低廉等优点。但这种充电电路使蓄电池组初期 充电电流较大，影响蓄电池的寿命。所以在在线式 UPS 中一般采用分级充电电路，即在充电初期采用恒流 充电，当蓄电池端电压达到其浮充电压后，再采用恒压充电。在线式 UPS 蓄电池的典型充电特性如图 3－2 所示。 图 3－2 在线式 UPS 蓄电池理想充电过程
    图 3-3 小型在线式 UPS 充电电路 图 3－3 所示为某小型在线式 UPS 的充电电路，该电路的工作原理如下： 变压器将市电电压由 220V 降到 110V，经整流滤波后变成 140V 的直流电压 U1，这个电压分成两路： 一路由 R1 降压和 V1、V2 稳压后，得到 18V 左右的电压 U2，加到集成控制器（UC3842）的 7 端，作为 该控制器的辅助电源；另一路经电感 L1 后加到场效应管 V3 的漏极。V3 工作在开关状态，是个提升式（B OOST）开关稳压器，当 UC3842 的 6 端输出一正脉冲方波时，V3 导通，电压 U1 几乎都降在电压 L1 上， 通过 L1 的电流等于漏极电流 ID，当正脉冲方波过去后，在该脉冲的后沿激起一个反电势电压 式中：Δu 为瞬时反电势电压，Δt 为脉冲下降时间。 这个反电势电压的方向正好与整流电压 U1 相叠加，经过二极管 V4 的充电电压 UO 为： UO=U1＋Δu 这样，蓄电池就得到了足够的充电电压，因为Δt 和ΔID 由电路参数决定，该充电电压是固定不变的。 随着电池组的充电，当其端电压提高到设定值后，再经 R7 送到 RP 及 R5 组成的分压器上，经分压后的反 馈信号送到 UC3842 的输入端 2，经过该信号的控制，使 6 端输入脉冲的频率降低，这样一来充电电压的平 均值比原来减小，于是充电的电压被稳定下来。 电流的控制过程是这样的：电流的采样信号是由 V3 源极上的 R10 取得的，当充电电流增大时，由于 对应频率的增加，V3 开关频率增加，在 R10 上通过电流所造成的电压平均值增大，这个增大了的电压 US 经 R11、C6 平滑后送到 UC3842 的 3 端，使 6 端输出脉冲的频率下降，从而也稳定了电流。 由上述可见，这个充电电路实际上是个具有限流稳压功能的开关电源，只要将额定电压、浮充电压、 恒流充电电流设置恰当，就能使蓄电池的充电过程基本上沿着理想的充电曲线进行，从而延长蓄电池的使 用寿命。 3 在线式 UPS 逆变器 3.1 逆变器控制技术——正弦脉宽调制
    正弦脉宽调制是根据能量等效原理发展起来的一种脉宽调制法，如图 3－4 所示。 为了得到接近正弦波的脉宽调制波形，我们将正弦波的一个周期在时间上划分成 N 等份（N 是偶数）， 每一等份的脉宽都是 2π/N。在每个特定的时间间隔中，可以用一个脉冲幅度都等于 UΔm、脉宽与其对应 的正弦波所包含的面积相等或成比例的矩形电压脉冲来分别代替相应的正弦波部分。这样的 N 个宽度不等 的脉冲就组成了一个与正弦波等效的脉宽调制波形。假设正弦波的幅值为 U～m，等效矩形波的幅值为 UΔ m，则各等效矩形脉冲波的宽度为δ 式中： βi 是各时间间隔分段的中心角，也就是各等效脉冲的位置中心角。上面的公式表明：由能量等效法得 出的等效脉冲宽度δ与分段中心βi 的正弦值成正比。 图 3－4 正弦脉宽调制的能量等效图 当 N=20，Um(n)/Um(1)与 U～m/UΔm 的关系曲线 （a）调制电路
    (b)波形图 图 3－5 正弦脉宽调制法调制电路及波形图 在实际的小型 UPS 中，常用图 3－5（a）所示的用比较器组成的正弦脉宽调制电路来实现上述脉宽调 制的目的。若将三角波脉冲送到比较器的反相端（?），将正弦波送到比较器的同相端（ ），则在正弦波 电压幅值大于三角波电压时，比较器的输出端将产生一个脉宽等于正弦波大于三角波部分所对应的时间间 隔的正脉冲。于是在电压比较器的输出端将得到一串矩形方波脉冲序列。假设三角波的频率 fΔ与正弦波的 频率 f 之比为 fΔ/f～=N（N 称为载波比），为了使输出方波满足奇函数，N 应是偶数。如果假定在正弦波 大于三角波的部分所产生脉冲的中心位置，就是每一段脉冲的中心位置βi。 从图 3－5（b）可以看到，由于三角形Δabg 与Δcdg 相似，当载波比 N 固定，且 N>20 时，在比较器输 出端产生的矩形脉冲的宽度正比于正弦波的幅值 U～m 与三角波幅值之比，该脉冲宽度也正比于分段中心 角βi 的正弦值，对于图 3－5（b）所示的脉宽调制波形， 当 n=1（基波）时，基波幅值 Um(1)及各次谐波的幅值 Um(n)与脉冲宽度δ有关，而脉宽δ又与调幅比 U～ m/UΔm 有关。因此，只要适当地调节输入到比较器同相端的正弦波电压的幅值大小就可以调节逆变器电压 的大小。图 3－6 给出了 Um(n)/Um(1)max（各次谐波的幅值与基波最大值之比）与 U～m/UΔm(调幅比)的 关系曲线。由图 3－6 可以看出：在这种调制方式下，当正弦波的幅值小于三角波的幅值时，即 0≤U～m/ UΔm≤1 时，逆变器输出电压的基波分量几乎是与调幅比 U～m/UΔm 的数值成线性变化；当正弦波幅度等 于三角波幅度时，逆变器输出电压的基波分量大约等于 0.8Um(1)max；此后，若继续增大正弦波的幅度， 即 U～m>UΔm 时，逆变器脉宽调制输出的正弦分布特性开始遭到破坏，这时 Um（n）/Um(1)max 与调幅 比 U～m/UΔm 之间失去线性关系，开始呈现非线性特性。这种正弦脉宽调制方式的另一个重要特点是：在 正弦波幅度小于三角波幅度范围内，输出波形中不包含 3、5、7 次等低次谐波分量。在脉宽调制输出波中 仅存在与三角波工作频率相近的高次谐波。
    图 3－6 正弦波脉宽调制法 对于载波比 K≥20 的正弦脉宽调制波形来说，这些高次谐波分量是 17、19 次谐波分量。在目前实际使 用的中、小型 UPS 中，正弦波的工作频率是 50Hz，三角波的工作频率在 8～40kHz 之间。因此，采用这种 正弦脉宽调制法的逆变器输出电压波形中，实际上基本不包含低次谐波分量，它们所包含的最低次谐波分 量的频率都在几 kHz 以上。正因为如此，在正弦波输 图 3－7 单相全桥逆变电路 出的 UPS 装置中，逆变器所需的滤波器尺寸可以大大减小。实际上，在目前的中、小型电源中，一般都是 利用输出电源变压器的漏电感再并联一个 8～10μF 的滤波电容即可构成逆变器的输出滤波器。 3．2 逆变器电路 在线式 UPS 多采用单相桥式逆变电路，如图 3－7 所示。它是由直流电源 E、输出变压器 T 及场效应 管 V1～V4 管组成。 图 3-7 单相全桥逆变电路 单相桥式逆变电路按其工作方式可分为：同频逆变电路、倍频逆变电路。
    （1）同频逆变电路 在同频逆变电路中，场效应管 V1、V2、V3、V4 的栅极 G1、G2、G3 及 G4 分别加上正弦脉宽触发信 号，其波形如图 3－8 所示。在ωto～ωt1 期间，uG1 与 uG2 为一组相位相反的脉冲。uG3=0,uG4 为高电平； 在ωt1～ωt2 期间，uG3 与 uG4 为一组相位相反的脉冲，uG1=0,uG2 为高电平，其工作过程如下：V1 栅极 出现第一个脉冲时，V2 的栅极脉冲消失，于是 V1、V4 导通；V2、V3 截止。输出变压器初级电流 i1 沿着 E＋→V1→变压器初级→V4→E－路径流动。由于 V1、V4 导通，电源电压几乎全部加在变压器初级两端， 即：电源的能量转换到变压器，变压器次级感应出电压为： 在这个电压推动下，变压器次级出现电流 iO，它沿着“3”→R→L→“4”路径流动。变压器储存的能量一 部分消耗在负载电阻 R 上，另一部分储存在负载电感 L 中。uO 的波形如图 3－8（e）所示。 图 3－8 同频逆变电路主要波形 V1 栅极的第一个脉冲消失时，V2 的栅极出现第二个脉冲，V1 截止。iO 不能突变，仍按原来路径流 动，负载电感中的能量一部分消耗在负载电阻上，另一部分储存在变压器中。它使电流 i1 也不能突变，i1 一方面沿着“2”→V4→V6→“1”流动，变压器储存的能量消耗在回路电阻上；另一方面 i1 沿着“2”→V7→E →V6→“1”流动，变压器能量反馈给电源 E。由于 V4、V6 导通，变压器初级短路，故 u12≈0,uO≈0,故不会 出现反向尖脉冲。变压器中能量释放完后，V2 截止。 由此可见，V1 的栅极出现第一个触发脉冲时，变压器初、次级同时出现宽度相同的脉冲。不难推出， V1 的栅极出现第二至第九个触发脉冲时，变压器初、次级也同时出现与图 3－8 宽度相同的第二个至第九 个脉冲。其输出电压波形如图 3－8（e）所示。 在ωt1～ωt2 期间，分析方法与ωt0～ωt1 相同，读者可自行分析，由分析可见： ·uO 是正弦脉宽调制波。 ·uO 中脉冲频率与驱动信号（uG1～uG4)中脉冲频率相同，故将这种逆变电路称为同频逆变电路。 （2）倍频逆变电路
    在倍频逆变电路中，场效应管 V1、V2、、V3、V4 栅极 G1、G2、G3 及 G4 分别加上正弦脉宽触发信 号如图 3－9 所示。图中 uG1 与 uG2，uG3 与 uG4 相位相反，其工作过程如下： 在 t0～t1 期间： uG1>0、uG4>0，uG2=0、uG3=0，V1、V4 导通，V2、V3 截止。变压器初级电流 i1 沿着 E＋→V1→ 变压器初级→V4→E－路径流动，由于 V1、V4 导通，故：电流的能量转移到变压器，变压器次级感应出 电 图 3－9 倍频逆变电路主要波形 压为：在这个电压推动下，变压器次级感应电流 iO 沿着“3”→R→L→“4”路径流动。变压器中能量一部分消 耗在 R 上，另一部分储存在 L 中，uO 的波形如图 3－9（e）图所示。 在 t1～t2 期间： uG1>0、uG3>0，uG2=0、uG4=0，V4 截止。iO 不能突变，iO 继续按原来方向流动，负载电感中的能 量一部分消耗在负载电阻上，另一部分储存在变压器中。i1 也不能突变，它沿着“2”→V7→V1→“1”路径流 动，变压器中的能量消耗在回路电阻上；i1 另一方面沿着“2”→V7→E→V6→“1”流动，使变压器中的能量 反馈电源。由于 V7、V1 导通，u21≈0,uO≈0。故不会出现尖脉冲。变压器中能量释放完后，V1 自动截止。 在 t2～t3 期间： uG1>0、uG4>0，uG2=0、uG3=0，V1、V4 导通，V2、V3 截止。i1 沿着 E＋→V1→变压器初级→V4 →E－路径流动，由于 V1、V4 导通，故：i0 沿着“3”→R→L→“4”路径流动。 在 t3～t4 期间： uG2>0、uG4>0，uG1=0、uG3=0，V1 截止。iO 继续沿着原来路径流动，负载电感 L 中的能量一部分 消耗在负载电阻 R 上，另一部分储存在变压器中。i1 一方面沿着“2”→V4→V6→“1”路径流动，变压器中的 能量消耗在回路电阻上；i1 另一方面沿着“2”→V7→E→V6→“1”使变压器中的能量反馈给电源。由于 V6、 V4 导通，u21≈0,uO≈0，故不会出现尖脉冲。变压器中能量释放完后，V4 自动截止。 以后便重复上述过程，uO 的波形如图 3－9(e)所示。由图看出： ·输出电压 uO 也是正弦脉宽度调制波。
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