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基于单片机（89C51）的双闭环直流调速系统.doc

发布时间：2022-05-29 发布人：admin 分类：说明书 资料大小：0.47M 资料格式：doc 举报 版权申诉
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    基于单片机（89C51）的双闭环直流调速系统 摘要：该文介绍 89C51 单片机在直流电机转速控制系统中的应用、实现方法、硬件结 构等。本系统采用霍尔元器件测量电动机的转速，用 89C51 单片机对直流电机的转速进行 控制，用 DAC0832 芯片实现输出模拟电压值来控制直流电动机的转速。 1．前言 直流电动机具有良好的起动、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速或 快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛的应用。从控制的角度来看，直流调速还是交流拖 动系统的基础。早期直流电动机的控制均以模拟电路为基础，采用运算广大器、非线性集成 电路以及少量的数字电路组成，控制系统的硬件部分非常复杂，功能单一，而且系统非常不 灵活、调试困难，阻碍了坦洲电动机控制技术的发展和应用范围的推广。随着单片机技术的 日新月异，使得许多控制功能及算法可以采用软件技术来完成，为直流电动机的控制提供了 更大的灵活性，并使系统能达到更高的性能。采用单片机构成控制系统，可以节约人力资源 和降低系统成本，从而有效的提高工作效率。 2.转速的测量原理 转速是工程上一个常用的参数，旋转体的转速常以每分钟的转数来表示。其单位为 r/min。转速的测量方法很多，由于转速是以单位时间内的转数来衡量的，因此采用霍尔元 器件测量转速是较为常用的一种测量方法。 霍尔器件是具有半导体材料制成的一种薄片，器件的长、宽、高分别为 l、b、d。若在 垂直于薄片平面（沿厚度 d）方向施加外加磁场 B，在沿 l 方向的两个端面加以外电场，则 有一定的电流经过。由于电子在磁场中运动，所以将受到一个洛仑磁力，其大小为：fl=pVB 式中“fl—洛化磁力，q—载流子电荷，V—载流子运动速度，B—磁感应强度。 这样使电子的运动轨迹发生偏移，在霍尔元器件薄片的两个侧面分别产生电子积聚或 电荷过剩，形成霍尔电场，霍尔元器件两个侧面间的电位差 UH 称为霍尔电压。 霍尔电压大小为：UH=RHχIχB/d（mV） 式中：RH—霍尔常数，d—元件厚度，B—磁感应强度，I—控制电流 设 KH= RH /d,则 UN=KHχIχB（mV） KH 为霍尔器件的灵敏系数（mV/mA/T）,它表示该霍尔元件在磁感应强度和单位控制输 出霍尔电动势的大小。应注意，当电磁感应强度 B 反向时，霍尔电动势也反向。若控制电流 保持不变，则霍尔感应电压将随外界磁场强度而变化，根据这一原理，可以将一块永久磁钢 固定在电动机的转轴上转盘的边沿，转盘随被测轴旋转，磁钢也将跟着同步旋转，在转盘附 近安装一个霍尔元件，转盘随轴旋转时，霍尔元件受到磁钢所产生的磁场影响，故输出脉冲 信号，其频率和转速成正比，测出脉冲的周期或频率即可计算出转速。
    3 直流电动机转速控制系统硬件设计 通过自制 5V 电源来确保工作电压正常，由霍尔元件及外围器件组成的测速电路将 电动机转速转换成脉冲信号，送至单片机的计数器 T1，由 T1 测出电动机的实际转速，并与 设定值比较形成偏差。根据比较结果，使 DAC0832 输出控制电压增大或减小。功放电路将 DAC0832 输出的模拟电压转换成具有一定输出功率的电动机控制电压。 4 直流电动机转速控制系统软件设计 1、编程思路：控制系统程序的功能是用 89C51 单片机的 T0、T1 测出电动机的实际转 速，并与给定值进行比较。根据比较结果，使 DAC0832 芯片的输出控制电压增大或减小。 30H 单元存放实际转速与设定值是否相等的标志。“1”表示相等，“0”表示不相等。40H 单 元存放送入 DAC0832 芯片的数字控制电压。7FFFH 为 DAC0832 地址。 2、系统流程图如图 3 所示：
    5 直流电动机转速控制系统的工作原理 直流电动机的转速与施加于电动机两端的电压大小有关。 本系统用 DAC0832 控制输出到直流电动机的电压的方法来控制电动机的转速。当电动 机转速小于设定值时，DAC0832 芯片输出电压减小，从而使电动机以设定的速度恒速旋转。 我们采用比例调节器算法。控制规律： Y=KP e(t)+KI』e(t)dt 式中：Y 一比例调节器输出，K 比例系数，K 一积 分系数 e(t)一调节器的输入，一
    般为偏差值。 系统采用了比例积分调节器，简称 PI 调节器，使 系统在扰动的作用下，通过 PI 调节 器的调节器作用使电动机的转速达到静态无差，从而实现了静态无差。无静差调速系统中， 比例积分调节器的比例部分使动 态响应比较快(无滞后)，积分部分使系统消除静差。 6.双闭环直流调速系统的组成 调速系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流。结构原理图如图 1 所示，图中符 号的意义分别为：ASR-转速调节器；ACR-电流调节器；TG-测速发电机；TA-电流互感器； UPE-电力电子变换器 U*n；-转速给定电压；Un-转速反馈电压；U*i-电流给定电压；Ui-电 流反馈电压。 7. 电流环与转速环的设计 经过测量计算，确定系统的基本参数如下：直流电动机：Un=220V，1.16A，1500r／mi n，Ce=0.15，λ=1.3 晶闸管装置放大倍数：Ks=63.3 电枢回路总电阻：R=41.14Ω 时间常数：Tm=0.04s．TL=0.028s 电流反馈系数：β=3.3／λInom=3.3／1.5=2.188 转速反馈系数：α=2.5／1500=0.0017 稳态指标：静差率小于 5％，D>10
    3.1 电流环的设计 7.1.1 确定时间常数 ①整流装置滞后时间常数：三相桥式电路的平均失控时间 Ts=0.0017s。 ②电流滤波时间常数： 由于主回路的电流是脉动直流，为了能取得电流的平均值，可采用多次采样取平均值等 数字滤波方法，但考虑到系统的 CPU 时序安排紧张，决定采用加硬件滤波环节的办法，但 其时间常数应该取得小一些，取 ③电流环小时间常数 按小时间常数近似处理，取 7.1.2 选择调节器结构 电流环按 I 型系统设计，电流调节器选用 PI 调节器，其传递函数为： 7.1.3 计算各调节器参数： ACR 超前时间常数： 。电流开环增益：按δI％≤5％，应取 ，因此： 则 ACR 的比例系数为： 7.1.4 校验近似条件 电流环截止频率 Wci=KI=178.57／S
    晶闸管整流装置传递函数近似条件 Wci≤1／3Ts 现在， ，满足近似条件。 忽略反电动势对电流环影响的条件 现在， ，满足近似条件。 小时间常数近似处理条件 ： 现在， ， 满足近似条件。 7.1.5 计算调节器电阻和电容 模拟式电流调节器电路如右图： 图中： * iU —电流给定电压 dI —电流负反馈电压 cU —电力电子变换器 的控制电压 按所用运算放大器取 0R =40K ，各电阻和电容值计算如下:  R i K R i 0  1.013*40 K   40.52 K  取 40 K C i   i iR  0.03 *10 40*10 3 6 F   0.75 F  取 0.75 F C oi  4 oiT 0R  4*0.002 *10 40*10 3 6 F   0.2 F  取 0.2 F 按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为： % 4.3% 5%  ，满足设计要求。 i 
    7.2 转速环的设计 7.2.1 确定时间常数 ①电流环等效时间常数为 ②转速滤波时间常数 Ton 外加转速滤波环节，取 ③转速环小时间常数 按小时间常数处理，取： 7.2.2 选择调节器结构 按典型 II 型系统设计转速环，ASR 选用 PI 调节器，其传递函数为 7.2.3 计算转速调节器参数 按跟随和抗扰性能都较好的原则，取=5，则 ASR 的超前时间常数为： 转速环开环增益： 于是，ASR 的比例系数为： 7.2.4 验近似条件 转速环截止频率为 电流环传递函数简化条件：
    现在 满足简化条件。 小时间常数近似处理条件： 现在： ，满足近似条件。 5 计算调节器的电阻和电容 模拟式转速调节器电路如下图； 图中： * nU —为转速给定电压 n —为转速负反馈电压， * iU —调节器的输出是电流调节器的给定电 压 取 0R =40K ，则  nR K 0R n  11.7*40   K 468  K 取 470 K C n   n nR  0.087 *10 470*10 3 6 F   0.185 F  取 0.2 F C on  4 onT 0R  4*0.01 *10 40*10 3 6 F F    1 取 1 F 8. 采样周期选择及 PI 控制算法 8.1 采样周期选择
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