·06· 煤 矿 机 电 2016 年第 1 期 陈鹏 基于谐振逆变器和电压乘法器的均压器设计［ ］ ． J ． 煤矿机电， 2016 ( ) : 1 60-64． doi : 10． 16545 / j． cnki． cmet． 2016． 01． 015基于谐振逆变器和电压乘法器的均压器设计 ( 山西天地煤机装备有限公司 内蒙古分公司，内蒙古 鄂尔多斯 ) 017000 陈鹏 摘 要: 针对传统的均压器存在结构复杂、成本昂贵、体积庞大、需要大量的开关器件和磁性元件 等缺点，提出了一种基于谐振逆变器和电压乘法器的均压器。串联谐振逆变器由于在断续电模式 ( ) 时仍输出恒定电流，故该均压器的电流可以根据需要自主控制，通过消除反馈控制回路进 DCM 一步简化了电路，高均压器只需要 2 个开关和 1 个磁性元件。重点分析了串联谐振逆变器和电压 乘法器，验证谐振逆变器的恒流特征和电压乘法器的均压原理，并进行了 4 个超级电容器( ) 串 联的均压试验仿真。仿真结果表明，随着超级电容能量的重新分配，电压不平衡逐渐消失，验证了 均压器的性能。 关键词: 谐振逆变器; 电压乘法器; 串联超级电容; 均压器 中图分类号: B 文章编号: 1001 － 0874( 2016) 01 － 0060 － 05 文献标识码: TP342 + ． 2 TM464 SCs ; Design of the Voltage Equalizer Based on Ｒesonant Inverter and Voltage Multiplier ( Inner Mongolia Branch ， Shanxi Tiandi Coal Machine Equipment Co． Ordos 017000 ， Ltd． ， ， ， China ) ， The disadvantages of traditional voltage equalizer are complex structure expensive cost large volume Chen Peng : Abstract and need large amount of switches and magnetic components． Proposes the voltage equalizer based on resonant inverter and voltage multiplier． This voltage equalizer only need two switches and one magnetic unit． The series- resonant inverter still outputs the constant current when operated in discontinuous conduction mode DCM so the ( ) ， voltage equalizer current can self-control according to the actual need． This means the circuitry can be significantly simplified and scaled down compared to conventional equalizers． Fundamental analyzes for the series-resonant inverter and voltage multiplier are separately performed to verify the constant current characteristic of the series- resonant inverter and the equalization mechanism by the voltage multiplier． An experimental equalization test is performed for four super-capacitors SCs connected in series． The simulation result shows that the imbalance of ( ) voltage equalizer gradually eliminates with the redistributed of super-capacitors energy． resonant inverter voltage multiplier series super-capacitors voltage equalizer ; ; ; : Keywords 0 引言 在各种应用领域，从便携式电子设备到大型能 源存储系统包括电动汽车和微网，能量存储设备 ( 如锂离子电池和超级电容器( ) 等) 的作用都变 这些能源存储设备的电压本身比较 得越来越重要 低，锂离子电池低于 ，锂离子电容器通常低于 SCs 。 4． 2 V ］ 1 ， 2． 5 V ( 也称为双电层电容器) 低于 ，故 3． 8 V SCs 功率转换器的电压要求，必将其单体进 要满足负载 / 但超级电容单体属性不一致，比如: 容 行串联［ 。 和自放电率，导致模块中超级电容的电压 量 内阻 、 、 为确保 逐渐变得不平衡必将通过均压器移除［ 串联超级电容的使用寿命，各种各样的均压电路已 ［ ］提出，但传统的均压器结构复杂 被文献［ ］ ～ 3 6 体积庞大 成本昂贵 、 。 。 ］ 2 、 中国煤炭期刊网 www.chinacaj.net

2016 年第 1 期 煤 矿 机 电 ·16· ～ ～ 。 10 ［ DC-DC 转换器，例如文献［ ］ 7 在传统的均压器中，文献［ ］ 3 ］指出需要多 ［ 4 ］ 个独立的双向 降压转换器和开关电容转换器，开关数量 提到升压 - 于串联超级电容个数成正比，故随着串联个数的增 加，电路的复杂性也增加 多绕组变压器可减少开关 数量，但二次侧绕组参数匹配很难实现，并不易扩展 。 由上分析，提出了一种基于串联谐振逆变器和 电压乘法器的均压电路 当运行在断续工作模式 时，则无需反馈控制，可由谐振逆变器提供连续的输 出电流，而均压器只需要 个磁性元件 ( 本文重点分析均压原理和在断续模 1 式时的连续电流输出特性，并进行了 个超级电容 的串联均压试验，证明该均压器的均压性能 个变压器) 个开关和 。 。 2 1 4 。 1 电压均衡电路 4 1 Lr Sa Cr ) ，一个由谐振电感 1 为 个 开 关 ( 电压均衡器( 以下称均压器) 由 逆变器和电压乘法器共同驱动 图 。 容串联的均压 电 路 原 理 图，图 中 个串联谐振 个超级电 和 组成的串联 Sb 谐振电路，一个为变压器组成一个串联谐振逆变器， 逆变器的输入与串联超级电容( ) 的两端 相连 2 和谐振电容 。 和超级电容 电压乘法器由耦合电容 组成 C1 ～ C4、 D1 ～ 这样，超级电容为谐 D8、 。 振逆变器提供能量，并经谐振逆变器转换后输出给电 压乘法器 电压乘法器再将能量重新分配给超级电 容，随着能量的重新分配，超级电容的电压得到了均 衡 SC1 ～ SC4 SC1 ～ SC4 二极管 。 。 图 1 四个超级电容串联的均压电路原理图 由于该均压器只需要 ～ ［ ］提到常见的需要大量开关均压器相比，本文所 9 2 个开关，与文献［ ］ 5 提出的均压器电路更加简单 量，该均压器只需要 1 感作为串联谐振电感 Lr 成本，该均压器更为理想 。 此外，为减少开关数 个磁性元件，并将变压器的漏 ，故考虑到均压器的体积和 。 2 运行分析 2． 1 工作模式 图 图 2、 3 分别给出了主要运行波形和断续工 作模式时的电流流向，断续工作时可以分为模式 1 模式 共 6 6 ～ 种模式 。 ( ) t iLr = ( ) t VCr ( = Vin － Vp Cr ) － Vp ( Vin － VCr T0 Z0 ( Vin － VCr － ) VCr ( ·sin ) ( ) 1 ω0 t ) ( ( T0 cos ) － Vp ) ) ) 分别为谐振逆变器的输入电 是 的电压; ω0 t ( 时刻 2 Cr ω0 ( 1 1 ) 模式 图 2 主要运行波形图 由图 桥臂开关在零电流条件下开通时， 谐振逆变器提供电流，实现了零电流开通 过谐振电路， iLr T0 ＜ T ＜ T1 ) 和电容 的电压 。 3 a ) ( ( ( t t SC1 ～ SC4 ) 可知，当上 串联为 电流流 。 ) 分别为: 和 ( VCr t Vin、Vp 式中， 压 谐振角频率; 变压器一次侧电压和 、 T0 是谐振电路的特性阻抗 在电压乘法器中，通过奇数二极管 Z0 。 ( D 结束时， iLr 奇数二极管在模式 1 1 C1 ～ C4 充电，在模式 耦合电容 数二极管的电流为 实现了软开关，减弱了奇数二极管的反向恢复损耗 ( ) 模式 0。 ( ) ) 给 2i － 1 ( ) 和奇 t 结束时， 由图 。 ) 。 反向流回串联超级电容 ) 可知， iLr 3 b ( t 2 T1 ＜ T ＜ T2 或反并联二极管 2 通过 Qa Da 中国煤炭期刊网 www.chinacaj.net

·26· 煤 矿 机 电 2016 年第 1 期 SC1 ～ SC4 。 的反向二极管 管放电 ( 随着 t ( iLr ) 开始导通， ) 在模式 ( D( ) 和 t 2i VCr t ) 的反向流动，电压乘法器中 通过偶数二极 C1 ～ C4 中分别为: 2 = ( Vin － VCr T1 Z0 ) + Vp ［ sin ω0 ( ) ］( ) 3 t － T1 。iLr ( ) t iLr ( ) ( ) ( t － = VCr Vin + Vp Vin － VCr ) ］ 的门极电压 在零电压下关断，实现了零电压开关 ( t － T1 之前， Qa ［ cos ) 到达 ω0 0 在 iLr T1 ( t ( Qa 到达 实现了软关断，减少了 ， D 2i 0 ( ) 的电流下降为 0 ，在模式 2 ) ) + Vp · ( 变为 ( iLr 。 结束时， D( Vgas 随着 4 ) ， 0 ) t ) 2i ) 的反向恢复损耗 。 D( 2i ) 模式 ( a 1 ) 模式 ( b 2 ) 模式 ( c 4 ( 3 ) 模式 图 3 断续工作模式时电流流向图 ) 可知，该模 ) 和 式对于断续工作是唯一的，在谐振电路和电压乘法 器中无电流流过 ( T2 ＜ T ＜ T3 由图 iLr ) ) 模式 。iLr 电 。 。 3 3 c ( ( ) ( ) ( ) t t = 4 T3 ＜ T ＜ T4 对称，当开关 4 式与模式 1 ( t iLr ) 开始流过 Qb。C1 ～ C4 ( d 3 。 ) 可知，该模 由图 在零电流下导通时， ) 放 Qb 通过偶数二极管 D( 2i VCr t = Vp － 当 ( t iLr ) 到达 时， D( 0 2i ) 模式 ( d 5 ( t VCr ) 分别为: － VCr ( ) + Vp ［ ( ) ］ ( ) T2 Z0 － VCr ( ( ) T2 ω0 sin ) + Vp t － T3 ［ 5 ) ］ ( ) ) 实现软关断，该模式结束 t － T3 cos ω0 6 ( 。 中国煤炭期刊网 www.chinacaj.net

2016 年第 1 期 煤 矿 机 电 ·36· ( ) － Vp T4 cos t － T4 尽管实际运行中为正弦波，如图 谐振逆变器的电流 iLr-ave 在期望范围内 这表明 。 所提出的均压器在没有反馈控制的情况下，可工作 于断续模式，并且与传统的带有反馈控制的均衡器 相比电路更加简单 。 电压乘法器原理 假设在每个模式中，变压器二次侧的电流恒定， 2． 2 所示 。 2 经过奇数二极管充 的电压达到最大值 1 1 5 中， 和 结束时， 为: C1 ～ C4 C1 ～ C4 Vc1-peak = VS-O － VD － V1 － V2 Vc2-peak = VS-O － VD － V2 Vc3-peak = VS-O － VD Vc4-peak = VS-O － VD + V 3 为模式 结束时的二次侧电压; 1 ( ) 14 为二极 VD 在模式 在模式 电 。 Vc1-peak ～ Vc4-peak      式中， 管压降 VS-O 。 同理，在模式 小值， Vc1-peak ～ Vc4-peak 4 结束时， 为: C1 ～ C4 的电压达到最 Vc1-bottom = － VS-E + VD － V2 Vc2-bottom = － VS-E + VD Vc3-bottom = － VS-E + VD + V3 ( ) 15      式中， Vc4-bottom = － VS-E + VD + V3 + V 4 为模式 结束时的二次侧绕组电压 的电压变化量 可由 。 ΔVci 4 VS-E 在一个开关周期内， Ci ) 减去式( 15 ) 得: ) 式( 14 ( ΔVci = VS-O － VS-E － VBi － 2VD = 2VS － VBi － 2VD ) ( 16 由运行的对称性可知， 一般而言，通过电容 C VS-O = VS-E = VS。 的电荷依赖于电压变化 的 ΔVci ，电荷转移可以用等效电阻表示为: { Q = It = CΔV ΔV = ) 代入式( = IＲ eq I = Cf ) 得: It C 16 将式( 17 ( ) 17 ( 4 18 由图 ICi Ｒeqi = 2Vs － Vi － 2VD 可知，每一个超级电容都经过 ) 根据欧姆定律，电压乘法器的直流等效电路见 个二 2 通过推 图 4。 极管和 导的直流等效电路表明，流过超级电容的电流的 大小取决于 2Vs 终实现自动均衡 ICi 的差，并且超级电容的电压最 个等效电阻与变压器二次侧相连 和 。 Vi 1 。 ) 模式 ( 5 T4 ＜ T ＜ T5 5 对称， iLr 通过奇数二极管 。 ) 流过 ( t 2 ) 由图 ( d 3 ) 可知，该模 或反并联二极管 ) 充电 在模式 。 5 Qb D( 2i － 1 式与模式 ， Db C1 ～ C4 ) 和 中， iLr ( t ( t VCr ) 分别为: ( ) t = － VCr ( ) － Vp iLr ) ( t VCr ( = － Vp － T4 Z0 － VCr ) ］ ( sin ［ ( ω0 ) t － T4 ［ ( ω0 ) 7 ) ］ ( ) 8 D( 2i 在 ( ) 下降到 之前关断，实现了软关断， t iLr Qb ) 在该模式结束时实现了软关断 由图 ) 模式 0 ( ) 。 ( 6 6 ) 可知，该模 式对于断续工作是唯一的，在谐振电路和电压乘法 器中无电流流过 T5 ＜ T ＜ T6 。 3 d 。 因 的平均电流必须为 ，故 0 Cr 在一个周期内 Lr 的平均电压 为: VCr-ave VCr-ave = Vin 2 由工作模式的对称性，得出以下等式成立: ( ( VCr VCr 将式( T1 T2 ) 9 ( ( ) － VCr-ave = － ) － VCr-ave = － ～ VCr VCr ) 代入式( 式( 11 ( ( T4 T5 ) － VCr-ave ) － VCr-ave ) 8 式( ～ 1 ) ) ) 得: ( ) 9 ( ( ) ) 10 11 ( ) t iLr =            Vin /2 + Vp Z0 ( sin ) ω0 t ( 模式 － Vin /2 + Vp Z0 ( ( － － Vin /2 + Vp Z 0 － Vin /2 + Vp Z 0 ［ sin ω0 ( t － T1 ) ］ ( 模式 ) ［ sin ω0 ( t － T3 ) ］ ( 模式 ) ［ sin ω0 ( t － T3 ) ］( 模式 ) ) ) ) 1 2 4 5 ) 在模式 t 1 和模式 2 ( ) 中分别与 12 模式 4 式( ( ) 表明， iLr 对称 12 和模式 5 。 ) 的绝对平均值 ( t iLr 为: iLr-ave iLr-ave = ( 2 fr / fs 2π T s 2 ) ∫ 0 ( ) t iLr dt = 2fsVin πfrZ0 ( ) 13 式( 13 ) 中的 iLr-ave 与二次电压 Vp 是独立的， 因为二次侧的绝对平均电流 与成比例，比例 iLr-ave N 系数变比为 电压乘法器提供恒定电流 在 ，故当逆变器运行在断路模式时，能为 即便没有反馈控制，但 的变化范围已知的情况下，仍能很容易地设计 。 Vin 中国煤炭期刊网 www.chinacaj.net

·46· 煤 矿 机 电 2016 年第 1 期 。 电流为恒流，不需要反馈控制电流环进行限流，进一 步简化了电路，而双开关单磁性元件的均压器结构 简单，易于拓展 2 。 ) 通过对串联谐振逆变器和电压乘法器的分 析，进一步验证了串联谐振逆变器的输出电流恒定 此外，对于初始 的特性和电压乘法器的均压机理 电压不均衡的 个超级电容串联的电路进行了均压 仿真实验，由于超级电容的能量经过电压乘法器的 重新分配，超级电容电压最终达到均衡，所提出的均 压器的均压性能得到了试验验证 参考文献: ［ ］ 徐爱国 1 ］ 城市轨道交通再生制动能量利用技术研究［ D ． 。 南 4 ． 京: 南京航空航天大学， ［ ］ 徐爱国，谢少军，刘小宝 2 ． 2009． 串联电容器动态电压均衡技术研究 ］ ［ J ． 中国电机工程学报， 2010 ， ， ( ， 30 12 ) : 111-116． C． H． Kim M． Y． Kim H． S． Park et al． A modularized two- ［ ］ 3 stage charge equalizer with cell selection switches for series-con- nected lithium-ion battery string in an HEV ． IEEE Trans． On ［ ］ J power electron． 2012 ( ， 27 8 ) : 3794-3774． ［ ］ 4 M． Uno ， K． Tanaka． Single-switch cell voltage equalizer using multi-stacked buck-boost converters operating in discontinuous ］ ［ J ． conduction mode for series-connected energy storage cells IEEETrans． On veh technol． 2011 ( ， 60 8 ) : 3635-3645． ［ ］ 5 Y． Hyunjae ， S． K． Sul ， Y． Park． System integrationand power- flow management for a series hybrid electric vehicle usingsuper- ， ． IEEE Trans． On Ind． Appl． 2008 capacitors and batteries ［ ］ J ( ) : 1 44 108-114． ， A． L． Allègre A． Bouscayrol ［ ］ 6 ， P． Delarue et al． Energy storage system with super-capacitor for an innovativesubway ］ ［ J ． IEEE Trans． On Ind． Electron． 2010 ( ， 57 12 ) : 4001-4012． ［ ］ 7 H． S． Park ， C． H． Kim ， K． B． Park et al． Designof a charge equalizer based on battery modularization ］ ［ J ． Veh． Technol． 2009 ( ， 58 7 ) : 3216-3223． IEEE Trans． On ［ ］ 8 M． Uno ， K． Tanaka． Influence of high-frequency charge-dis- chargecycling induced by cell voltage equalizers on the life per- formance oflithium-ion cells ． IEEE Trans． On Veh． Technol． ［ ］ J ［ ］ 9 ［ ］ 10 ( ， 60 4 2011 ) : 1505-1515． ， Y． Yuanmao K． W． E． Cheng ， Y． P． B． Yeung． Zero-current switching switched-capacitor zero-voltage-gap automatic equaliza- tion systemfor series battery string ． IEEE Trans． On Power E- ［ ］ J lectron． 2012 ( ， 27 7 ) : 3234-3242． M． Uno ， K． Tanaka． Accelerated charge-discharge cycling test andcycle life prediction model for super-capacitors in alternative ， 59 ． IEEE Trans． On Ind． Electron． 2012 ［ ］ J battery applications ( ) : 4704-4712． 12 ) ，男，助理工程师。现从事连采后配套及煤 作者简介: 陈鹏( 矿辅助运输设备的技术服务工作。 ( 收稿日期: 1987 － 2014 － 09 － 03 ; 责任编辑: 姚克) 图 4 电压乘法器的直流等效电路图 3 原始电路的仿真验证 1 证 对原始电路( 见图 以 。 ， mΩ Cr = 30 nF 行了仿真分析 为 ， Ci = 47 μF ri = 80 mΩ ， Lkg = 17． 5 μH 理想场效应管 。 9． 2 mΩ ，它们以 的开关频率上 kHz ) 进行仿真分析用以进行验 ， VD = 0． 36 V 和 N = 30 ∶ 7 和 ， rD = 150 为例，进 的导通电阻 Qa Qb 0． 45 超级电容 的固定占空比运行在 量值为 SC1 ～ SC4 100 10 。 初始值不均衡分别为 ， 1 V、1． 5 V、2 V VSC1 ～ VSC4 μF 仿真开始时，由电压乘法器为电压最小 和 2． 5 V。 充电，使得电压增加，而其他的超级 的超级电容 减 电容由于给电压乘法器提供能量电压 小，随着能量的重新分布过程，电压不均衡消失，验 证了所提出的均衡器的均压特性 所示 仿真结果如图 VSC2 ～ VSC4 SC1 。 5 。 图 5 4 电容串联的均压结果图 4 结语 1 ) 本文提出的运行于断续模式的基于串联谐 振逆变器和电压乘法器的均压电路，与传统的均压 器相比，运行于断续模式的串联谐振逆变器的输出 中国煤炭期刊网 www.chinacaj.net