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正弦波脉宽调制SPWM控制法.doc

发布时间：2022-06-08 发布人：admin 分类：说明书 资料大小：0.18M 资料格式：doc 举报 版权申诉
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    第二节 正弦波脉宽调制 SPWM 控制法 1．2．1 正弦波脉宽调制 SPWM 逆变器结构 典型的交流-直流－交流逆变器的结构如图 2-1-3 所示。 图 2-1-3： 变压变频器主电路结构图 图 2-1-3 中，单相交流或三相交流供电经非控全波整流，变成单极性直流电压；该直流 电压经有源或无源功率因素校正电路 PFC（Power Factor Correct）得到直流母线电压 Udc， 某些情况下功率因素校正电路可以省略。逆变器的核心电路是由六个功率开关器件 Q1-Q6 构成的三相逆变桥，每个桥有上下两个桥臂；上桥臂上端接直流母线电压正端（DC+），下桥 臂下端接直流母线参考端（DC-）；对于交流异步电机的驱动，为防止直通，上、下桥臂通常 设置为互补工作方式：上桥臂导通时，下桥臂截止；下桥臂导通时，上桥臂截止。三桥臂中 间输出接至负载：三相感应电机的 UVW 输入端。 功率开关器件 Q1-Q6 可以是晶闸管 GTO，双极性功率晶体管 BJT，金属氧化膜功率场效 应管 MOSFET，绝缘栅型双极性功率晶体管 IGBT。 IGBT 具有开关速度快、承载电流大、耐压高、管耗小等特点，在电源逆变器中得到最 为广泛的应用。 对于感性负载（电机），为了保护 IGBT，常需加续流二极管 D1-D6，用以在开关管关断 时形成电流回路。IGBT 通常已与续流二极管封装在一起。 电容 C 用于能量缓冲，可保持直流母线电压 Udc 相对稳定。
    为了在电机的 UVW 端线上输入三相平衡的交流电，通常做法是依一定规则用 PWM 信号 PWM1L-PWM3H 去控制逆变器的六个开关管的开关状态。 所谓的正弦波SPWM（Sinusoidally PWM）技术，就是用正弦波去调制PWM信号的脉宽， 即：功率管的输出为一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，其宽度依正弦波规律变化；对交流 输出波形的幅度对称性及相位要求不是非常苛刻的应用来说，PWM信号的频率通常保持不变。 这种控制策略也叫异步控制法，即载波信号的频率独立于调制波频率。见图2-1-4。 SPWM也叫SWPWM（Sinusoidally Weighted PWM）。 图2-1-4 SPWM波形 图中： Udc --直溜母线电压； Um -- 正弦波基波的峰值，一般情况下，随 t2 比例变化； t1 -- PWM 信号的周期 pwmT ，通常为一固定值； t2 --正弦波基波的周期。 SPWM 控制法的实现 SPWM 控制法实现起来相对较为简单。 先产生一个在时间与幅度上都离散的单位正弦序列，也叫正弦表，90°，180°，360° 皆可，并存储在程序空间里。这部分工作可借助于其他工具来完成，如 Office Excel。 正弦表的角度分辨率由实际应用确定；对于一个完整的电周期（360°）， 1024 个点能 满足大部分应用的需求。正弦波生成时，有效样本点越多，电压电流谐波越小，效果越好。
    确定正弦表长度时，还需考虑的因素有：程序空间的大小，功率开关管的速度（PWM 信 号频率/载波频率），PWM 的有效分辨率，调速比等。 正弦波频率 f，PWM 信号频率 pwm f ，有效样本点数 N 之间的关系如下： N  f pwm f 式（2-2-1） 应用中，对应正弦波最高频率 max f ，如有可能，N 应不小于 60。 考虑到连续变频，正弦表长度 L 可由下式计算得到： L *10 N 即： L  *10 f f pwm max 例2-2-1： 式（2-2-2） 一给定SPWM 调速系统，载波频率为10KHz，最高运行频率为120Hz，试确定正弦表的 长度。 直接代入式（2-2-2）得： L  *10 f f pwm max  3 10*10*10 120  833 同时由式（2-2-1）得： N  F pwm f  3 10*10 120  83 符合要求。 取L =1024，即正弦表的长度为1024个点。 由于正弦值的范围是-1-1，实际存储的通常是正弦值经比例放大后的数据，对于 DSPIC， 可以放大 16384（ 142 ）倍（最高位用于表示极性）。 产生 SPWM 正弦波的基本方法是用一组虚拟的三角形波与一个正弦波进行比较（斩波）。 受制于 PWM 的输出方式（边沿对齐），早期的斩波方案较多是采用锯齿形的三角形波。随着 中心对齐的 PWM 的输出方式的出现，现在应用较多的是利用虚拟的等腰三角形波与一个正弦 波进行比较，如图 2-1-5 所示。其相交的时刻（即交点）来作为开关管“ 开 ”或“ 关 ”
    的时刻。 图 2-1-5：SPWM 波生成方法 图中： t1 – 开关管导通； t2 – 开关管截止。 设定图 2-1-5 表示的是 U 相电压，结合图 2-1-3，t1 对应开关管 Q1 导通区间，t2 对 应开关管 Q1 截止区间。 当 PWM 工作在中间对齐模式（又称连续增减计数模式）时，可产生图 2-1-5 中的虚拟 等腰三角形波。 对应于每一次 PWM 中断，更新 t1。 综前所述，对于任一给定的正弦波频率，正弦波输出大致经以下几个步骤： 步骤 1：依据 V/F 曲线，确定调制系数 m； 步骤 2：依据载波频率确定相位步进值； 步骤 3：每一次 PWM 中断，依据相位步进值，确定正弦表步进值； 步骤 4：查正弦表，取正弦值，计算时间 t1； 步骤 5：更新 PWM 占空比。 以上我们讨论的是一相正弦波的生成方法。其他两相正弦波的产生方法相同，只是相 位上彼此相差 120º，即所谓的三相平衡电。 有效/无效窄脉冲对输出谐波电流有较大的影响，实际应用中应注意窄脉冲的处理（通
    常是消除）。 SPWM 正弦波的输出特性 由于施加在电机上的信号是三相平衡的交流电：幅度相同，频率相同，相位相差 120º。 在任何时刻，电流总是从两个绕组流进来，经一个绕组流出去，或者从一个绕组流进来，经 两个绕组流出去。显而易见，电机中性点 N 电压总为直流母线电压 Udc 的一半。 式（2-2-3） 式（2-2-4） U 相的相电压可表示为： u UN  U dc 2 m sin t 式中： 目标相电压的角频率为； m 为调制度（0~1）； V 相的相电压为： v VN  U dc 2 m sin( )   t 2 3 U、V 间的线电压为： u UV  u UN  v VN  U dc 2 * m ((sin t   不难得到： u UV  3 2 U dc * m * sin( ))   t 1 6 sin( ))   t 2 3 在满调制（m=1）的情况下，线电压的峰-峰值为： u  ) PPUV ( 3 2 DC 也就是说，SPWM 技术的电压利用率只有 86.6 %。这就降低了系统的效率。 实际应用中，为了提高电压利用率，SPWM 技术通常辅助以三次谐波叠加法，或称为三 次谐波注入法。 不管是谐波叠加还是谐波注入法，首先要遵循的一个原则是没有过调制：线电压不失真。 式（2-2-3）、（2-2-4）同乘以 2 3 ，并在相电压上引入三次谐波 e（t）， 1 6 令 )(  te 我们得到 3sin t 。
    u UN  v VN  U U dc 3 dc 3 得到： v VN  U dc 3 则 (sin   t 1 6 )3sin t  式（2-2-5） (sin( )   t 2 3 (sin( )   t 2 3 (3sin ))   t 2 3 )3sin t   1 6  1 6 u UV  U dc * m * sin( ))   t 1 6 在满调制（m=1）的情况下，线电压的峰-峰值为： u UV U  dc 显然，电压利用率变为 100%，系统效率得到提高。 这种情况下，虽然得到了提升，并保持不失真。但由式（2-2-5）看到，相电压由于叠 加了三次谐波，出现明显失真。见图 2-1-6。 图 2-1-6：三次谐波叠加后的相电压与线电压波形 1．2．2 正弦波脉宽调制 SPWM 在 DSPIC 上的实现
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