09年全国大学生电子设计大赛论文合集.pdf-资料库

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2009 年全国大学生电子设计竞赛 2009 年全国大学生电子设计竞赛年全国大学生电子设计竞赛 20092009 年全国大学生电子设计竞赛江苏赛区））））湖北赛区，，，，江苏赛区陕西赛区，，，，湖北赛区四川赛区，，，，陕西赛区（（（（四川赛区江苏赛区江苏赛区湖北赛区湖北赛区陕西赛区陕西赛区四川赛区四川赛区 TITITITI 优秀作品优秀作品精精精精选集选集选集选集优秀作品优秀作品德州仪器半导体技术（（（（上海上海上海上海））））有限公司大学计划部德州仪器半导体技术有限公司大学计划部有限公司大学计划部德州仪器半导体技术德州仪器半导体技术有限公司大学计划部 2009200920092009----12121212----8888 I

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光伏并网发电模拟装置光伏并网发电模拟装置光伏并网发电模拟装置光伏并网发电模拟装置何昊何昊何昊何昊郭世忠郭世忠郭世忠郭世忠全国一等奖全国一等奖全国一等奖全国一等奖西安电子科技大学西安电子科技大学刘东林刘东林刘东林刘东林西安电子科技大学西安电子科技大学摘要摘要摘要摘要本设计利用锁相环倍频、比较器过零触发和单片机DA产生与输入信号同频同相且幅值可控的正弦波，作为DC-AC电路的输入参考信号，其中DC-AC电路采用D类功放中自激反馈模型，利用负反馈的自激振荡产生SPWM波，实现了输出波形的内环控制。单片机实时采集入口电压电流并计算，实现最大功率点的跟踪，完成了题目的要求。在30欧额定负载下，实测效率高达89%，失真度极低。频率相位均能实现小于1秒的快速跟踪，跟踪后相差小于 0.9度，且具有欠压、过流保护及自恢复功能。关键词：锁相环；DC-AC；MPPT 一、方案论证与比较逆变方案比较：：：： DCDCDCDC----ACACACAC逆变方案比较逆变方案比较逆变方案比较方案一：用DSP或FPGA产生SPWM信号驱动半桥或全桥式DC-AC变换器，经输出 LC滤波后得到逆变信号。此方案的缺点在于SPWM控制为开环，在功率电源和负载变化时难以保证波形的失真度满足题目要求。方案二：采用D类功放中自振荡式模型的逆变拓扑，利用负反馈的高频自激产生所需的PWM开关信号。此方案为闭环系统，在功率电源和负载变化时波形基本无失真，且硬件电路简单。因此本设计采用了方案二。锁相锁频方案比较锁相锁频方案比较：：：：锁相锁频方案比较锁相锁频方案比较方案一：用高速A/D实时采集正弦参考信号Uref和输出电压的反馈信号，两者进行比较，利用滞环比较控制算法控制主电路产生PWM驱动信号，从而实现波形跟踪。此方案对单片机和A/D的速度要求均比较高，系统软件开销很大。方案二：利用锁相环的锁相锁频功能，将参考信号倍频，产生与其同步的时钟，以此时钟调整输入与输出的频相关系。此方案完全由硬件电路实现，简单方便，因此本设计采用方案二。最大功率点跟踪方案比较最大功率点跟踪方案比较：：：：最大功率点跟踪方案比较最大功率点跟踪方案比较方案一：采用经典MPPT算法，对光伏阵列的输出电压电流连续采样，寻找为零的点，即为最大功率点。方案二：使用模糊逻辑控制(Fuzzy Logic Control)等现代MPPT跟踪方法。这类算法的优点是对于非线性的光伏发电系统能够取得良好的控制效果，但控制方法复杂，系统开销很大，故未采用此方案。图图图图1 1 1 1 原理框图原理框图原理框图原理框图 /dP dU III

/ 0 0 2 dP dU = / dP dU > 在实际制作中，我们选用CD4046锁相环芯片，功率MOS管IRF540等性价比较高的器件，采用基于MSP430F169单片机的经典控制算法，较为出色地完成了各项指标要求。理论分析与参数计算理论分析与参数计算理论分析与参数计算理论分析与参数计算 1.频率跟踪电路设计：图图图图2 2 2 2 锁相环电路框图锁相环电路框图锁相环电路框图锁相环电路框图利用锁相环CD4046可以实现输入信号的倍频和同步，输入频率45-55Hz，经256 倍频后为11.52KHz-14.08KHz信号，送给单片机作为系统同步的时钟。单片机用DDS 原理产生幅度可调的正弦信号，此时钟作为D/A输出的时钟，即可追踪输入信号的相位和频率。此正弦信号送给本设计中自闭环的DC-AC逆变器作为输入，输出电压就可以与参考输入Uref同频同相。为保证快速锁定，需要调整R1、R2、C1的值使锁相环中心频率稳定在50Hz。 2.MPPT最大功率点跟踪的实现：本设计采用MSP430F169单片机，它有两路D/A、8路A/D，可以轻松地实现连续的电压电流采集。单片机由此数据计算出实时功率后根据MPPT算法自动调整，当时通过增加系统的输入阻抗增加实际得到的输入电压U以提高功率，反之则降低U，最终达到的最大功率点跟踪。 3.提高效率方法：开关电源电路设计中的主要损耗包括：场效应管的导通电阻损耗和开关损耗；滤波电路中电感和电容的损耗。综合考虑成本和性能，本电路选用了IRF540，其导通电阻仅为77毫欧，输入结电容为1700pF。在带载额定电流1A时，全桥的静态功耗。由于滤波电感和电容工作在高频下，起储能释能作用，因此电感要尽量减小内阻，并保留1mm磁隙防止饱和，电容则要选取等效串联电阻ESR 较小的高频低阻类型，以减小在电容上产生的功率损耗。本作品中所用的电感线圈为多股漆包线并绕以减小高频下导线集肤效应带来的损耗，并使用铁氧体材料的磁芯以减小其磁滞损耗。电容则选用聚丙烯电容，它具有较好的高频特性、稳定性和较小的损耗。 4.滤波参数设计：滤波电感使用直径36mm磁罐，加1mm磁隙，用0.4mm漆包线5股并绕20匝，实测电感为200uH左右；为减小通带衰减，取截止频率为5kHz,百百倍于基频，得C=4.7uF。为进一步减小正弦波谐波分量，又用60uH铁粉环电感与0.68uF电容进行了二次滤波，最终效果比较理想。二、电路与程序设计 0.308 4* I = R on = P on W IV ·

1.DC-AC电路 DC-AC逆变器由自振荡原理的D类功率放大器构成，利用负反馈的高频自激，产生幅度较弱的高频振荡叠加在工频信号上，经过比较器产生高频SPWM开关信号通过浮栅驱动器驱动MOS管半桥。图图图图5 5 5 5 自振荡逆变器框图自振荡逆变器框图自振荡逆变器框图自振荡逆变器框图图图图图6 DC6 DC6 DC6 DC----ACACACAC逆变器电路图逆变器电路图逆变器电路图逆变器电路图由于负反馈在工频上是稳定的，因此输出的信号的放大倍数由R2与R4的分压比决定，而自振荡（产生的SPWM）频率可通过微调补偿网络中的电阻、电容值来调整,实际中综合考虑损耗和滤波电路的设计,选定频率约为28KHz左右，保证输出电压在功率电源HVDC范围内，比例放大系数选为12。这种逆变器自身闭环，整个电路只使用一个比较器，可以根据负载的变化自动调整SPWM 的占空比，使输入输出电压始终成比例关系。在本设计中，使用两个上述的自振荡逆变器构成平衡桥式 (Balanced Transformer Less)DC-AC变换器，以LM393作逆变的比较器，配合自带死区的IR21094浮栅驱动器驱动IRF540功率NMOS管，获得了较高的效率和极低的失真度。 V

2.过流保护及自恢复电路过流保护电路图图图图7 7 7 7 过流保护电路过流保护电路过流保护电路电流I在采样电阻上产生的电压经过LM358放大10倍后与参考电压比较，超过则输出低电平，C7经过二极管迅速放电，使#SD信号被拉低，浮栅驱动器输出被关闭，向单片机报警。同时I变小，运放1脚（如图7）输出高电平，+5V经过R17对C7充电，经过一段时间达到浮栅驱动器的高电平门限时，再次打开场效应管。这样可以保证过流时迅速关断输出，关闭一段时间后自行试探，在故障消除后可自动恢复。 3.欠压报警指示，实时显示当前入口处 dU 电压：欠压时MPPT算法将自动使输出为零，功率最小。单片机实时采集 dU 电压后在液晶上显示，小于25V时报警。 4.控制电路与控制程序在功率电源入口处用470K:20K金属膜电阻分压到合适电压后进行电压采样，电流则由40毫欧电阻高端采样后经隔离差动放大器HCPL7800放大后再由仪表放大器AD620转换成单端电压，送给A/D采样，其中HCPL7800和AD620带有48倍的增益，将电压放大到2V左右，保证采样电流有足够的精度。，令，可得功率最大时有 , ，则当时认为达到最大功率点。 D = ( ( I UdI U I k dP dU d UI dU IdU dU ( IdU I U k U k ( ) ( + - 1) D = - U ( ) / = - UdI IdU D = D I U / = 0 / = + 1)) + = = ( )) I k VI -

图图图图8 8 8 8 经典控制算法流程经典控制算法流程经典控制算法流程经典控制算法流程三、测试仪器数字示波器 TDS1002 ；4位半数字万用表 VC9807A+ ；20M数字信号源 RIGOL DG1022；双路可跟踪直流稳定电源 HY1711；四、测试方法与数据、结果分析测试框图：图图图图9 9 9 9 测试流程测试流程测试流程测试流程测试方法测试方法测试方法测试方法：：：： 1.最大功率点跟踪功能：在60V输入电压情况下，根据表1改变 SR 与 LR （30-36欧），记录电压表2与电压表1的示数。 2.频率相位跟踪功能：根据表2改变输入信号Uref从45Hz至55Hz步进，从示波器观察频率跟踪的速度和输出电压的频率，以及两者的相位差，记录在表2中。 3.效率：额定 SR = LR =30欧时，记录电压表1、2，电流表1、2的示数，效率＝。 4.失真度：用示波器FFT观察显示波形，记录基波和各次谐波的幅度。测试数据测试数据测试数据测试数据：：：： U I U I VII / o o i i · ·

RL US (v) f REF Ff h = P o P in dU V dU V Id A IO A UO V = 100% ） 0.1 0.12 0.16 0.18 V 60 60 60 60 30 35.1 30 35.1 30.1 30.12 30.16 30.18 30 30 35.1 35.1 （Ω）偏差 1111、、、、 RS （（）（Ω）表表表表1 1 1 1 最大功率点跟踪最大功率点跟踪最大功率点跟踪最大功率点跟踪 2222、、、、相差（度） 0.9 44.99 45 47 47 0.9 50 50 0.9 52 52 0.9 0.9 55 55 表表表表2 2 2 2 频率相位跟踪频率相位跟踪频率相位跟踪频率相位跟踪 3333、、、、（）（（））（） 1.03 30.12 13.81 2.02 表表表表3 DC 3 DC----ACACACAC变换器效率变换器效率 3 DC 变换器效率变换器效率 3 DC 计算效率得： 4444、、、、输出过流保护和自恢复功能：将输出短路，电路进入过流保护，指示灯亮，液晶屏显示报警，除去短路后报警消失，电路恢复正常。 5555、、、、输入欠压保护和自恢复功能：调节输入电压Us，当电压表2显示电压低于25V 时液晶屏显示报警。再提高电源电压，报警消失，电路重新正常工作。五、总结本设计采用更少元件、更低成本的模拟方案实现频率相位跟踪、DC-AC逆变、欠压、过流自恢复保护等功能，通过精巧的模拟电路设计，在频相跟踪、波形失真度、变换效率等方面远远超过指标要求，并且大大缓解了数字部分的逻辑负担。设计中所选的器件均具有相当高的性价比，如MSP430F169微控制器，IRF540功率管，IR21094浮栅驱动器，对比传统的 DSP光伏逆变方案，本作品更经济简洁，实用性更强。参考文献 [1] 赵争鸣,刘建政等.太阳能光伏发电及其应用.北京:科学出版社,2008. [2] 孙肖子，邓建国，陈南等.电子设计指南.北京:高等教育出版社，2006. [3] 谢楷,赵建.MSP430系列单片机系统工程设计与实践.北京:机械工业出版社,2009. 附录一附录一附录一附录一 100% 89.9193% o U I U I in o in = VIII · · · ·

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