第 34 卷第 7 期 ２０14 年 7 月 电 力 自 动 化 设 备 Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ Ｖｏｌ．34 Ｎｏ．7 Jul. ２０14 基于 LCL 滤波器的双向储能变流器研究 叶曙光 1，胡 蕊 2，刘 钊 1，王淑惠 1，邓海波 1，张 倩 1 （1. 江苏金思源电力科技有限公司，江苏 南京 210018；2. 上海电力实业有限公司，上海 200433） 摘要： 为了在中 ／ 大型功率并网系统中引入更具优势的 LCL 滤波器，必须采用特殊的控制策略对 LCL 滤波器 引入的谐振峰加以抑制。 从节省双向储能变流器系统成本的角度，提出了一种基于滤波电容电流内环、并网 电流外环的双环控制策略。 从主电路的参数设计、控制器的参数设计、控制器的性能分析 3 个方面对策略进 行了详细的阐述，并给出了先内环后外环的参数设计方法。 搭建了一台 50 kW 的双向储能变流器作 为 试 验 样 机 ，通 过 实 验 证 明 了 所 提 控 制 策 略 不 仅 可 以 保 证 LCL 滤 波 器 稳 定 工 作 ，而 且 可 以 减 小 并 网 电 流 谐波。 关键词： 双向储能变流器； 滤波器； 双环控制； 并网逆变器； 电流控制 中图分类号： TM 46；TN 713 DOI： 10.3969 ／ j.issn.1006-6047.2014.07.015 文献标识码： A 0 引言 双向储能变流器实现直流储能电池与交流电网 之间的双向能量传递，是将储能电池接入电力系统 的关键设备。 双向储能变流器可将夜间或平日富余 的电能转移给储能元件存储起来 ，并在电网电能不 足时回馈给电网以平衡电网峰谷；同时，将双向储能 变流器用于风能、太阳能、潮汐能等新能源发电系统 中 ，可以 在 很 大 程 度 上 平 滑 新 能 源 发 电 输 出 ，使 大 规模可再生能源系统安全可靠地并入电网 ［1］。 滤波器是双向储能变流器中的关键设备 ，相对 传 统 L 型 滤 波 器 ，在 获 得 相 同 滤 波 效 果 的 情 况 下， LCL 滤波器的总电感量小得多 ，有利于提高电流动 态性能，同时能降低成本，减小装置的体积和重量 。 在中大功率应用场合， LCL 滤波器的优势更为明显。 然而， LCL 滤波器在高频处存在谐振峰，使系统开环 相角特性出现 180° 的相位滞后，极大地降低了闭环系 统的幅值裕度，严重时还可能使系统失去稳定性［2 鄄11］。 本文研制了一台 50 kW 双向储能变流器，用于 给 50 kW ／ 100 kW·h 锌溴液流电池充放电。 为取得 较好的滤波效果并减小体积和降低成本 ，双向储能 变流器采用 LCL 滤波器，同时为保证系统的稳定性， 选取了基于电容电流反馈的双闭环控制方案。 所采 取的方案均在实验样机上得到验证 ，实验结果证明 了控制算法的有效性和稳定性。 1 锌溴液流电池介绍 锌溴液流电池系统以 50 kW·h 为一个标准单元 （额定功率 25 kW，放电 2 h），每 个 模 组 含 有 独 立 的 高集成电池管理系统。 电池系统恒功率放电 ，若小 于 额定功率放电，则放电时间大于 2 h，与功率成比 例，放电时间长短由放电功率大小决定。 收稿日期：２01３ - １２ - ３１；修回日期：２01４ - ０５ - ２0 锌溴液流储能系统以 50 kW·h 为基础，可进行扩 展，其中可扩展至 500 kW·h 和 1 MW·h 为一个子单 元，以 500 kW·h 或 1 MW·h 为基础 ，可继续扩展至 40 MW·h 或更大的容量，子单元内各个 50 kW·h 标 准储能单元由直流总线统一控制运行，一致性好，可 靠性高。 下面给出 50 kW ／ 100 kW·h 锌溴电池充放电参数。 a. 额定功率：50 kW。 额定容量：100 kW·h。 b. 额定电压：直流侧 DC 400 V。 c. 充 电 电 压 ：直 流 母 线 电 压 440 V，范 围 420 ～ 450 V。 放电电压 ：直流母线电压 410 V，范 围 350 ～ 410 V。 双向储能变流器停止工作电压：直流母线电 压 350 V。 d. 直流稳流精度≤±0.5%，直流稳压精度≤±0.5%， 直流电压纹波系数≤0.5 %。 因 为 锌 溴 液 流 电 池 系 统 内 部 自 带 了 DC鄄DC 变 流器，因此简化了双向储能变流器的功能，双向储能 变流器主要根据系统的指令实现对储能电池的恒功 率充放电控制。 2 双向储能变流器及其参数设计 2.1 基于 LCL 滤波器的并网逆变器数学模型 采用 LCL 滤波器的双向储能变流器的拓扑结构 图如图 1 所示。 双向储能变流器采用单级式变换拓 扑；VT1 — VT6 为三相逆变桥的 6 个 IGBT 开关管；R1、 R2 分 别 为 滤 波 电 感 L1、L2 的 内 阻 ；L1、L2 和 C2 构 成 LCL 并网滤波器；C1 为直流母线电容；L3 为直流滤波 电感，主要用于滤除直流电流中的开关纹波。 选择电感 L1 电流 i1a、i1b、i1c，电容 C2 电压 uCa、uCb、 uCc，并网电流 i2a、i2b、i2c，电网电压 usa、usb、usc 以及逆变 桥输出电压 ua、ub、uc 为状态变量，将各状态变量变换 到 两 相 同 步 旋 转 dq 坐 标 系 下 的 状 态 方 程 如 式 （１） 所示。 

第 7 期 叶曙光，等：基于 LCL 滤波器的双向储能变流器研究 VT1 VT3 VT5 L3 idc i2 usa usb usc O L2 R2 i1 L1 R1 ua ub C1 udc uc iC C2 uC VT4 VT6 VT2 图 1 基于 LCL 滤波器的双向储能变流器主电路图 Ｆｉｇ．1 Main circuit of bi鄄directional power conversion system based on LCL filter d                                     di1d dt di1q dt di2d dt di2q dt duCd dt duCq dt = - R1 L1 = - R1 L1 = - R2 L2 = - R2 L2 = 1 C2 = 1 C2 i1d+ ωi1q- 1 L1 i1q- ωi1d- 1 L1 i2d+ ωi2q+ 1 L2 i2q- ωi2d+ 1 L2 uCd+ 1 L1 uCq+ 1 L1 uCd- 1 L2 uCq- 1 L2 ud uq usd usq i1d- 1 C2 i2d- 1 C2 i2d+ ωuCq i2q- ωuCd 压器的漏感），C2= 80 μF，开关频率 f = 6 kHz。 建 立 并 网 电 流 与 逆 变 器 输 出 电 压 的 函 数 关 系 式，对比 LCL 滤波器和 L 型滤波器的滤波效果，利用 MATLAB 绘出其 Bode 图，如图 3 所示。 （1） 150 0 B d ／ 值 幅 -150 103 LCL 滤波器 L 型滤波器 104 105 角频率 ／ （rad·s-1） 其中 ，i1d、i1q、i2d、i2q、uCd、uCq、usd、usq、ud、uq 分 别 为 各 变 量 在 dq 坐标系下的分量，电网电压和电流均折算到逆 变侧，并将变压器漏感折算到 L2 中。 因此建立 LCL 滤波器在 dq 坐标系下的数学模 型如图 2 所示 ［12］。 - ud + + uq - + - 1 i1d + L1s+R1 ωL1 ωL1 1 L1s+R1 - i2d + - 1 C2s ωC2 ωC2 1 C2s - usd uCd + + - uCq + - usq 1 L2s ωL2 ωL2 1 L2s i2d i2q i1q + - i2q 图 2 LCL 滤波器在 dq 坐标系下的数学模型 Ｆｉｇ．2 Mathematical model of LCL filter in dq coordinates 2.2 LCL 滤波器参数设计 LCL 参数设计方法较多［13鄄18］，本文采用如下步骤： a. 滤波电容吸收的无功功率不能大于系统额定 有功功率的 5 ％； 图 3 相同电感值下 L 型与 LCL 滤波器的 Bode 图 Ｆｉｇ．3 Bode diagrams of L鄄type and LCL filter with same inductance 从图 3 中可以看出在高 频 时 ，LCL 滤 波 器 是 以 60 dB ／ （°） 进行衰减，而 L 型滤波器是以 20 dB ／ （°） 进行衰减 。 因此 ，LCL 滤波器可以对高次电流 谐 波 有更好 的衰减效果。 在低频时 ，两者频率响应的斜 率都是 -20 dB ／ （°）。 这就意味着在低频时 LCL 滤波 器可以被当作电感为 L1 + L2 的一个等效电抗器。 由 于 2 种结构的滤波器在高频时对谐波衰减不同 ，因 此 在 同 样的滤波效果的情况下 ，LCL 滤波器总的电 抗器值 L1 + L2 要比纯电感滤波器中的电抗 器 值 小 ， 滤波器的损耗也小些。 考虑到一般对于整个系统设 备，磁性材料的电感无论是重量 、体积 ，还是成本所 占的比重都比较大，因此尽可能地减小磁性材料所占 的比重。 另一方面电容的体积小、重量轻而且成本不 高，所以基于成本、体积和重量方面考虑 ，通过适当 增加电容值，可以减小系统设备的成本和体积 ［１９鄄２１］。 3 双向储能变流器控制策略 3.1 基于电容电流反馈的电流双环控制 b. LCL 滤波器总的电感所产生的阻抗压降小于 传统以逆变侧电流为控制对象的单电流环控制 正常额定工作情况下电网电压的 10 ％； c. 为 了 不 使 LCL 滤 波 器 的 谐 振 峰 出 现 在 低 频 或高频段，所以设计 LCL 滤波器的谐振频率时，应该 大于电网频率的 10 倍，小于开关频率的 1 ／ ２。 按 照 上 述 方 法 ，经 过 综 合 考 虑 ，设 计 LCL 滤 波 器参数如下：L1 = 0.8 mH，L2 = 0.2 mH（L2 中包含了变 无法增加系统的阻尼，对系统的稳定性改善效果不明 显，而且并网电流输出容易受到电网电压的影响［２２鄄2３］， 因此本文采用基于电容电流反馈的网侧电流双环控 制策略，其系统控制框图如图 4 所示。 3.2 电容电流内环参数设计分析 图 5 是以并网电流作为电流外环控制变量 、电 

电 力 自 动 化 设 备 第 34 卷 L2 R2 L1 R1 us i2 iC PLL abc ／ dq abc ／ dq - + - + Gi（s） Gi（s） - + i2dref + i2qref SVPWM + Gc（s） - - usd + Gc（s） - usq 图 4 系统总体控制框图 Ｆｉｇ．4 Block diagram of overall system control 容电流作为电流内环的双环控制系统框图。 可以推导出系统的开环传递函数为： Gd1（s） = i2k e2 = A0s + A1 B0s4+ B1s3+ B2s2+ B3s 闭环传递函数为： Gd2（s） = i2k i* 2k = A0s + A1 B0s4+ B1s3+ B2s2+ （B3+ A0）s + A1 （2） （3） 其 中 ，A0 = Kp Kc KPWM；A1 = Ki Kc KPWM；B0 = L1 L2 C2；B1 = R1 L2 C2 + R2 L1 C2 + L2 C2 Kc KPWM；B2 = L1 + L2 + R1 R2 C2 + R2C2Kc KPWM；B3= R1+ R2。 分析内环比例参数 Kc 对系统性能的影响。 采用 电容电流作为内环时 ，内环的比例环节可抑制 LCL 滤波器的谐振峰，且内环比例参数 Kc 越大对谐振峰 的抑制作用越强 。 为了更好地分析 Kc 对 系 统 的 影 响 ，取外环 Kp ＝1，Ki = 500，分 别 取 Kc 为 0.1、2、10 时 的系统开环波特图如图 6 所示。 当 Kc＝10 时，谐振峰 的抑制效果最好，低频增益更大，闭环系统的稳态误 差也越小，但 Kc 太大会使高频谐波抑制效果变弱。 与此同时，采用电容电流作为内环时，可以从系 统闭环下的极点分布图来分析内环比例参数 Kc 的取 值对整个系统稳定性的影响。 当并网电流外环 Kp＝1， Ki = 100，分别取 Kc 为 0.1、2、10，系 统 极 点 分 布 图 如 图 7 所示。 由图可以看出相比 Kc＝2，当 Kc＝10 时，闭 环极点更加靠近单位圆，这样会危及系统的稳定性。 所 以 Kc 的取值范围很小，合适的值在 Kc ＝2 附近。 从上述分析可知，Kc 的取值太小则对 LCL 滤波 器的谐振峰抑制作用很小，Kc 的取值太大又会危及 闭环系统的稳定性 ［2４］，因此 Kc 需取折中值。 综合考 虑选择 Kp＝ 0.8，Ki = 500，Kc ＝ 0.48，经分析理论和实际 存在差异主要是由于电感参数、线路分布参数、死区及 150 0 -150 -45 -180 B d ／ 值 幅 ） ° （ ／ 角 相 -315 101 Kc =10 Kc = 2 Kc = 0.1 Kc = 0.1 Kc = 2 Kc =10 102 103 104 105 106 角频率 ／ （rad·s-1） 图 6 Kc 不同取值时系统开环波特图 Ｆｉｇ．6 Open鄄loop Bode diagram of system for different Kc values 0.5π／ Ｔ 0.４π／ Ｔ 0.３π／ Ｔ Kc = 0.1 Kc = 2 Kc = 10 0.2π／ Ｔ 0.1π／ Ｔ 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 0.６π／ Ｔ 0.７π／ Ｔ 0.８π／ Ｔ 0.９π／ Ｔ π／ Ｔ π／ Ｔ 0.９π／ Ｔ 0.1π／ Ｔ 0.2π／ Ｔ Kc = 10 Kc = 2 Kc = 0.1 0.３π／ Ｔ 0.４π／ Ｔ 0.８π／ Ｔ 0.７π／ Ｔ 0.６π／ Ｔ 0.5π／ Ｔ 图 7 Kc 不同取值时系统闭环下的极点分布图 Ｆｉｇ．7 Close鄄loop pole distribution of system for different Kc values 4 实验验证 4.1 实验平台 搭建双向储能变流器实验样机 ，实验控制系统 是基于 TI 公司的数字信号处理器 TMS320F28335 和 Altera 公司的 EPM7256AETI144-7，其中 DSP 主要完 成信号采样、算法处理以及 PWM 信号生成，CPLD 主 要完成逻辑控制和保护等。 锌溴液流电池主要用于 电力系统的功率调节，因此其控制策略较为简单，通 过接收上位机指令以指定功率进行充放电。 实验平台参数为：L1=0.8 mH，L2= 0.2 mH（L2 中包 含了变压器的漏感），C2= 80 μF，开关频率 f = 6 kHz。 4.2 实验结果 通过实验对所采取的控制算法进行验证，图 8 为 数字化过程等原因造成理论建模和实际存在偏差。 从放电到充电电流切换波形；图 9 为从充电到放电电 i * 2 + e2 - kp+ ki s i * C + - KcKPWM uk + - 1 L1s+ R1 - i1 + iC 1 C2s uC + 1 L2s+ R2 i2 - us Ｆｉｇ．5 Block diagram of outer grid鄄connecting current control loop and inner capacitor current control loop 图 5 并网电流外环、电容电流内环时的系统框图 

第 7 期 叶曙光，等：基于 LCL 滤波器的双向储能变流器研究 流切换波形 ；图 10 为并网电流 a 相电流 波 形 ，通 过 分析其 THD 为 2.415%；图 11 为从放电到充电切换时 直流滤波电感上的电流；图 12 为从充电到放电切换 时直流滤波电感上的电流。 从实验结果可以看出，采 用基于电容电流反馈的双闭环控制策略 ，不仅可以 保证 LCL 滤波器稳定工作，而且可以有效减小并网 电流谐波，本样机充放电切换时间约为 2.8 s，该切换 时间在双向储能变换器不同的应用场合可以调整。 v i d ／ A 0 5 ： i t：400 ms ／ div 图 8 放电到充电电流切换波形 Ｆｉｇ．8 Current waveform changing from discharging to charging v i d ／ A 0 5 ： i v i d ／ A 0 5 ： i t：400 ms ／ div 图 12 充电到放电切换时滤波电感上的电流波形 Ｆｉｇ．12 Current waveform of filtering inductor changing from charging to discharging 5 结论 基于 LCL 滤波器的双向储能变流器在抑制谐波 方面有着显著的效果，而且可以降低变流器的成本和 减小变流器体积，但是由于增加了电容支路，使得变 流器的数学模型由一阶变成三阶，并且 LCL 滤波器 的谐振原因更增加了控制的复杂性。 通过增加电容 电流反馈可以有效地消除谐振对控制的影响，实现对 并网电流的直接控制，易于工程实现，具有一定的实 用价值。 参考文献： t：400 ms ／ div power conversion topology for fuel cell power generation system ［1］ LI Xiao，ZHANG Wenping，DU Chengrui，et al. Investigation to 图 9 充电到放电电流切换波形 Ｆｉｇ．9 Current waveform changing from charging to discharging v i d ／ A 0 5 ： i 2.10 1.05 ％ ／ D H T t：20 ms ／ div （a） 并网电流波形 THD = 2.415 % 0 2 9 16 30 23 谐波次数 37 44 51 （b） 并网电流 THD 分析 图 10 并网电流波形及 THD 分析 Ｆｉｇ．10 Grid鄄connecting current waveform and its THD analysis v i d ／ A 0 5 ： i ［C］ ∥IEEE International Power Electronics Conference （IPEC）. Sapporo，Japan：IEEE，2010：2637鄄2643. ［2］ HALIMI B，DAHONO P A. A current control method for phase鄄 controlled rectifier that has an LCL filter［C］∥IEEE Proceedings of 4th International Conference. ［S.l.］：IEEE，2001：20鄄25. ［3］ BHAT A K S. A fixed frequency LCL 鄄 type series resonant con鄄 verter［J］. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Sys鄄 tems，1995，31（1）：25鄄137. ［4］ ABEYASEKERA T，JOHNSON C M，ATKINSON D J，et al. Sup鄄 pression of line voltage related distortion in current controlled grid connected inverters［J］. IEEE Transactions on Power Electro鄄 nics，2005，20（6）：1393鄄1401. ［5］ LISERRE M，DELL’AQUILA A，BLAABJERG F. Genetic algorithm鄄 based design of the active damping for an LCL鄄 filter three鄄phase active rectifier［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2004， 19（1）：76鄄86. ［6］ SHEN G，XU D，XI D，et al. An improved control strategy for grid鄄connected voltage source inverters with an LCL filter［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23（4）：1899鄄1906. ［7］ TWINING E，HOLMES D G. Grid current regulation of a three鄄 phase voltage source inverter with an LCL input filter［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2003，18（3）：888鄄895. ［8］ DICK C P，RICHTER S，ROSEKEIT M，et al. Active damping of LCL resonance with minimum sensor effort by means of a digital infinite impulse response filter［C］∥IEEE 2007 European Confe鄄 rence on Power Electronics and Applications. Aalborg，Denmark： IEEE，2007：1鄄8. t：400 ms ／ div ［9］ MALINOWSKI M，BERNET S. A simple voltage sensorless active 图 11 放电到充电切换时滤波电感上的电流波形 Ｆｉｇ．11 Current waveform of filtering inductor changing from discharging to charging damping scheme for three鄄phase PWM converters with an LCL filter［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics，2008，55（4）： 1876鄄1880. 

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Shanghai Electric Power Industrial Co.，Ltd.，Shanghai 200433，China） the inner filter capacitor current control loop and the outer grid鄄connecting current control Abstract： When the more prevailing LCL filter is adopted in mid ／ high鄄power grid鄄connection system，special control strategy should be applied to suppress the resonant peak caused by it. A low鄄cost dual鄄loop strategy loop is of proposed for bi鄄directional power conversion system，which is thoroughly discussed in three aspects：main circuit parameter design，controller parameter design and controller performance analysis. A parameter design method of inner鄄first鄄outer鄄last is given and a prototype of 50 kW bi鄄directional power conversion system is built. Experimental results verify that，the proposed control strategy ensures the stable operation of LCL filter and reduces the harmonic of grid鄄connecting current. Key words： bi鄄directional power conversion system； electric filters； double鄄loop control； grid鄄connected inverter； electric current control