研 究 与 开 发 Vienna 整流器功率因数校正数字控制策略 林凌宇 （福州大学，福州 350108） 摘要 本文分析了 Vienna 整流器的工作原理，推导出离散占空比表达式，并改善空载情况的 母线电压问题。提出了一种 Vienna 整流器的数字化功率因数校正控制策略。理论和仿真表明，该 控制系统可以获得稳定的母线输出，具有较高的功率因数和良好的动态性能，实验验证了整流器 的输入功率因数可接近 1。 关键词：Vienna 整流器；功率因数校正；数字化控制 Digital Power Factor Correction Strategy of Vienna Rectifier Lin Lingyu (Fuzhou University, Fuzhou 350108) Abstract The Vienna rectifier is analyzed and the discrete duty circle is caculated. The problem of working in no-load conditions is improved. A digital power factor correction control strategy is proposed. The simulation shows that the system can have stable output bus-voltage and high power factor and good dynamic characteristics. Experimental results testify that Vienna rectifier can nearly achieve unity power factor. Keywords：vienna rectifier; power factor correction; digital control 功率因数校正对提高电能质量有举足轻重的作 用，有助于消除电力电子设备产生的谐波和无功功 率。目前单相的有源功率因数校正技术日趋成熟， 多用于中小功率场合；应用于大功率场合的三相有 源功率因数校正技术成为研究的热点。Vienna 整流 器由于具有三电平特性，能有效降低变换器侧电压 波形畸变，并且功率开关管承受电压为母线的一半， 等效开关频率较高，有助于降低开关损耗且开关过 程无需死区等特点，具有较大的发展潜力，在工业 环境中也有许多应用。 目前对提高 Vienna 拓扑整流器性能的研究主要 从 PWM 调制策略、电流控制方案、和中点点位平 衡、数字化控制等方面进行。随着数字信号处理技 术的发展，数控芯片成本大大降低，由于数字控制 具有许多优点逐渐取代了模拟控制。对于三相整流 器多采用空间矢量控制方式，由于 Vienna 整流器的 三电平特性，其矢量控制方式较为复杂，由于中矢 量的作用存在输出中点点位不平衡的问题，对系统 的稳定性会造成影响，弃用中矢量的电压调制策略 可以解决中点点位问题，但是增加了控制的复杂度， 42 2016 年第 2 期 尚未在实际情况中得到应用[1]。本文基于三相四线 制 Vienna 整流器的解耦特性，根据平均电流控制是 思想推导出数字控制策略，并改善了空载情况下系 统的稳定性，该控制策略容易实现，对数字处理器 要求较低，有助于降低成本。通过仿真和实验验证 了系统的动态性能和稳定性，实现功率因数校正的 功能。 1 Vienna 整流器模型建立与分析 三相四线制 Vienna 整流器拓扑如图 1 所示。 图 1 Vienna 整流器主电路 根据每相电压的极性来决定电流通路，以 A 相 为例，交流输入电压处于正半周时，开关管 S1 和 S2 体二极管导 通，电感正 向储能，电 感电流线性 增 

加，上下桥臂的二极管承受反压截止，输出电容向 负载放电；S1、S2 截止，上桥臂二极管导通续流， 电源和电感 电流共同向 负载放电， 并对上电容 充 电。在交流输入电压的负半周，则由开关管 S1 的体 二极管和 G2 导通，电感反向储能，电容向负载放 电。S1、S2 截止时则对下电容充电并向负载放电。 由于中线的存在使得其三相间物理解耦，可视为输 出并联的三路三点平单相结构[2]，如图 2 所示。 图 2 单相三电平拓扑 假定系统达到稳定，工作在电流连续模式，输 出电容足够 大且正负母 线电容一致 ，稳态电压 为 Vo/2，在高频开关状态下输出电压在一个开关周期 内视为恒值，为了便于建模分析，视器件为理想元 件。在每个开关周期中的等效电路模型可由式（1） 表示。 ⎧ ⎪⎪ ⎨ ⎪ ⎪⎩ L L d d i L t d i L t d = = v in v in ( 1 − d ( 1 − d − + dcm 2 dcm 2 ) ) u o u o i ( ＞ L 0) i ( ＜ L 0) （1） 式中，ddcm 为连续模式的占空比；为变量 x 在每 个开关周期的平均值，当实现功率因数校正时，电 感电流能够很好的跟着输入电压的相位，此时在正 负半周的表达式相同，因此对式（1）只做正半周情 况的分析。 电 感 电 流 环 的 控 制 是 实 现 功 率 因 数 校 正 的 关 键。通过对电路的数学模型进行离散化后，可采用 数字芯片进行控制。在第 n 个开关周期时，输入电 压为正，电感电流连续，数控芯片受采样限制，无 法利用本开关周期的采用值计算该周期占空比，在 高频开关状 态下可将视 相邻开关周 期参数近似 相 等，采用上一个周期采样得到的参数计算本周期的 占空比，第 n 个开关周期的电感电流如图 3 所示。 根据输入输出电压在开关管开通和关断期间的 关系可以推导出一个开关周期内电感电压的均值为 V D V ⋅ L in = + V ( in − V o ) (1 ⋅ − D V in = ) − V o + V D o （2） V L = L i d L t d = [ i n ( L 1) + − T s ] i n L L ( ) （3） 研 究 与 开 发 图 3 第 n 个开关周期电感电流 在功率因数校正系统中，要求平均电流能够跟 踪正弦参考电流，因此 iL(n+1)可用 iref(n+1)替代， 从而可推导的占空比离散表达式： n ( 1) + − ref V n T ( ) ⋅ o s V n ( ) in V n ( ) o i n ( ) L （4） 1)=1 [ L i ⋅ + D k ( + − ] 电压外环分别采样正负母线电压，与参考输出 电 压 比 较 后 经 PI 调 节 器 计 算 给 出 内 环 参 考 电 流 iref。占空比公式基于连续模式推导，在空载情况下 仍存在一个始终为正的稳态分量 1−Vin/Vo，这将导 致空载情况下母线电压的不断上升。通过断续下的 模型可推导出断续时占空比计算的公式，使系统在 空载情况也能保持稳定[3]。但由于断续情况下占空 的计算需要进行一次开方运算，增加了运算资源的 需求。本文通过对负载电流进行采样，当识别到空 载情况时，切除电流内环，只采用 PI 电压环进行控 制，系统模型简单，不会增加运算需求，并能保证 空载电压的稳定。系统结构如图 4 所示。 图 4 Vienna 的 PFC 控制系统结构 2 仿真结果及分析 为了验证方案可行性，利用 PSIM 软件进行仿 真，搭建 3kW 仿真模型，输入电压 220V，输出电 压 720V，利用 DLL 模块实现数字化控制，系统仿 真模型如图 5 所示。 通 过 仿 真 结 果 可 以 看 到 ， 在 稳 态 工 作 的 情 况 2016 年第 2 期 43 

研 究 与 开 发 图 5 数字控制 Vienna 整流器仿真图 下，输出电压稳定在 720V，正负母线稳定，输入 电流正弦度高，且与输入电压保持同相位，通过波 形分析模块测得功率因数为 1，输入电流 THD 为 2%。 压。从 8（a）稳态情况下的波形图观察到输入电流 正弦度良好，且能够准确跟踪输入电压，且正负母 线能够稳定在 360V，与仿真结果一致。 图 6 稳态情况下 3kW 仿真波形图 3 实验结果与分析 根据上述系统控制策略，搭建了三相四线制的 Vienna 整流器，使用 TMS320F28069 数字信号处理 器作为控制芯片。图 7 为 Vienna 整流器。 系统参数为：输入交流电压 220V，输出功率 3kW，正负母线电压 360V，输入电感 1.5mH，输出 滤波电容 470μF，开关频率 20kHz。实验波形如图 8 所示。 图 8 中，通道 1 为 A 相输入电压，通道 2 为 A 相输入电流，左图通道 3 为 B 相输入电流，通道 4 为母线电压 ；右图通道 3、4 分别为正负母线电 44 2016 年第 2 期 图 7 Vienna 整流电路 （a）稳态电压电流波形 （b）由满载切换至半载波形 （c）半载切换至满载波形 

研 究 与 开 发 合平均电流控制的思想提出数字化控制的策略，并 对空载情况下电压飙升的问题进行改善。通过 PSIM 仿真验证理论分析的准确性。最后搭建实验平台， 通过实验证明该控制策略具有良好的稳态特性和动 态特性，在全负载范围内都能获得较好的 PF 和 THD。 参考文献 [1] 伍文俊, 钟彦儒, 段博. 三电平整流器弃用中矢量 的 对 称 三 区 电 压 矢 量 调 制 策 略[J]. 电 工 技 术 学 报, 2009, 24(6): 69-76, 94. [2] 严刚. 三相四线制 VIENNA 整流器的一种混合导通 模式控制策略[D]. 杭州: 浙江大学, 2012. [3] 黄志良, 林琼斌. DC/DC 变换器数字控制方法研究 [J]. 电力电子技术, 2010(4): 29-30. [4] 韦徵, 陈新, 樊轶, 等. 单周 期控 制的 三 相三电 平 VIENNA 整流器输出中点电位分析及控制方法研究 [J]. 中国电机工程学报, 2013, 33(15): 29-37, 18. [5] 马皓, 郎芸萍. 一种关于单相 Boost 功率因数校正器 数字控制的改进算法[J]. 电工技术学报, 2006, 21(2): 83-87. 作者简介 （d）满载切换至空载波形 图 8 移相全桥实验波形 图 8（b）至（d）分别为满载切换至半载、半 载切换至满载、满载切换至空载的波形，负载切换 情况下在一至两个市电周期内便可使输出电压稳定 到参考值，并能保持电流正弦。空载情况下母线电 压小幅上升，随后逐渐稳定到参考值。可以看出数 字控制策略具有较好的动态特性，能较快地使输出 电压恢复到参考值，该控制方法具有较好的动态特 性。各相的功率因数和总谐波畸变见表 1。 表 1 各相性能指标 满载 半载 A 相 B 相 C 相 PF 0.996 0.982 THD 3.07% 4.07% PF 0.997 0.979 THD 2.97% 4.35% PF 0.997 0.980 THD 3.03% 4.21% 4 结论 本文对 Vienna 整流器的稳态模型进行分析，结 林凌宇（1990-），男，硕士研究生，研究方向为电力电子数字控制。 （上接第 31 页） maximum of surface electric field intensity of organic composite insulator[C]. IEEE International Symposium on Instrumentation & Measurement, Sensor Network and Automation ©2014 IEEE: 1435-1437. [5] Zhang Xiubin, Wen Dingjun, Sun Yaming, et al. Research on influence of uniform pollution layer to the distribution of surface electric field intensity of organic composite insulator[C]. IEEE International Symposium on Instrumentation & Measurement, Sensor Network and Automation ©2014 IEEE: 1438- 1440. [6] Zhang Xiubin, Wen Dingjun, Jiang Feng, et al. Analysis of the influence of inhomogeneous coating to the distribution of power density on the surface of insulator[C]. IEEE International Symposium on Instru- mentation & Measurement, Sensor Network and Automation ©2014 IEEE: 1441-1444. [7] Wen Dingjun, Chen Honggang, Zhang Xiubin, et al. Influence of inhomogeneous coating to the tangential component of electric field intensity on the surface of insulator[C]. 2014 2014 IEEE organic composite International Symposium on Instrumentation & Measurement, Sensor Network and Automation ©2014 IEEE: 1445-1447. [8] 张秀斌, 温定筠, 王锋, 等. 污秽潮湿状态下钢化玻 璃绝缘子周围电场分布[J]. 电气技术, 2015(2): 6-11. [9] 张秀斌, 温定筠, 张睿, 等. 基于 EMTP 的 330kV 架 空线路工频过电压分析与计算[J]. 电气技术, 2015(3): 18-24. [10] 张秀斌, 温定筠, 王锋, 等. 基于 EMTP 的 330kV 架 空线路操作过电压分析与计算[J]. 电气技术, 2015(5): 54-58, 77. [11] 张 秀 斌 , 牟 中 华 , 孙 亚 明 , 等 . 基 于 ANSYS 的 330kV 有机复合绝缘子表面电场建模和优化[J]. 电 气技术, 2015(6): 63-66, 88. 2016 年第 2 期 45