第３０卷　第５期 ２０１０年５月 光　学　学　报 犃犆犜犃犗犘犜犐犆犃犛犐犖犐犆犃 Ｖｏｌ．３０，Ｎｏ．５ 犕犪狔，２０１０ 　　文章编号：０２５３２２３９（２０１０）０５１２２９０５ 光四相相移键控传输系统中相位估计算法研究 乔耀军　杜　晓　纪越峰 （北京邮电大学信息光子学与光通信教育部重点实验室，北京 １００８７６） 摘要　在光四相相移键控系统中，相位噪声主要源于激 光 器 的 线 宽、激 光 器 的 相 位 偏 移、同 相 支 路 （Ｉ路）和 正 交 支 路（Ｑ 路）相位不匹配、９０°混频器的相位不平衡以及光纤和器件等引起的相位变化。这些相位噪声对相干光通信系 统性能影响很大。提出一种改进的相位估计算法，采用前向反馈方法对信号取狀次 方 后 再 取 对 数。 仿 真 结 果 显 示 该方案可以消除７．５ ＭＨｚ的激光器线宽、３０°激光 器 相 位 偏 移、２０°调 制 器Ｉ路／Ｑ 路 的 相 位 偏 移 或 ９０°混 频 器 的 相 位不平衡对系统误码率的影响，并能提高１ｄＢ 的光信噪比，显著改善了系统性能。 关键词　光通信；相干接收；相位估计；相位噪声 中图分类号　Ｏ４３９　　　文献标识码　Ａ　　　犱狅犻：１０．３７８８／犃犗犛２０１０３００５．１２２９ 犘犺犪狊犲犈狊狋犻犿犪狋犻狀犵 犕犲狋犺狅犱犻狀犗狆狋犻犮犪犾犙犘犛犓 犜狉犪狀狊犿犻狊狊犻狅狀犛狔狊狋犲犿 犙犻犪狅犢犪狅犼狌狀　犇狌犡犻犪狅　犑犻犢狌犲犳犲狀犵 （ ） 犓犲狔犔犪犫狅狉犪狋狅狉狔狅犳犐狀犳狅狉犿犪狋犻狅狀犘犺狅狋狅狀犻犮狊犪狀犱犗狆狋犻犮犪犾犆狅犿犿狌狀犻犮犪狋犻狅狀狊，犕犻狀犻狊狋狉狔狅犳犈犱狌犮犪狋犻狅狀， 犅犲犻犼犻狀犵犝狀犻狏犲狉狊犻狋狔狅犳犘狅狊狋狊犪狀犱犜犲犾犲犮狅犿犿狌狀犻犮犪狋犻狅狀狊，犅犲犻犼犻狀犵１００８７６， 犆犺犻狀犪 犃犫狊狋狉犪犮狋　犘犺犪狊犲狀狅犻狊犲犿犪犻狀犾狔犮狅犿犲狊犳狉狅犿犾犪狊犲狉犾犻狀犲狑犻犱狋犺，犾犪狊犲狉狆犺犪狊犲狅犳犳狊犲狋，犻狀／狇狌犪犱狉犪狋狌狉犲（犐／犙）狆犺犪狊犲犿犻狊犿犪狋犮犺， ９０° 犺狔犫狉犻犱 狆犺犪狊犲 犻犿犫犪犾犪狀犮犲，犳犻犫犲狉 犮犺犪狀狀犲犾犪狀犱 犮狅犿狆狅狀犲狀狋犻狀 狅狆狋犻犮犪犾 狇狌犪犱狉犪狋狌狉犲 狆犺犪狊犲 狊犺犻犳狋 犽犲狔犲犱 （犙犘犛犓） 狋狉犪狀狊犿犻狊狊犻狅狀狊狔狊狋犲犿．犜犺狅狊犲狆犺犪狊犲狀狅犻狊犲犮犪狀犪犳犳犲犮狋狊狔狊狋犲犿 狆犲狉犳狅狉犿犪狀犮犲狅犳犮狅犺犲狉犲狀狋狅狆狋犻犮犪犾犮狅犿犿狌狀犻犮犪狋犻狅狀狊狔狊狋犲犿 狊犲狉犻狅狌狊犾狔．犜狅犮狅犿狆犲狀狊犪狋犲狋犺犲犻犿狆犪犻狉犿犲狀狋狊犻狀狋狉狅犱狌犮犲犱犫狔狋犺犲狊犲狆犺犪狊犲狀狅犻狊犲，犪狀狅狏犲犾犳犲犲犱犳狅狉狑犪狉犱狆犺犪狊犲犲狊狋犻犿犪狋犻狅狀 狋犲犮犺狀犻狇狌犲狊狑犻狋犺狀狋犺狆狅狑犲狉狅狆犲狉犪狋犻狅狀犪狀犱犾狅犵犪狉犻狋犺犿狅狆犲狉犪狋犻狅狀犪狉犲狆狉狅狆狅狊犲犱．犜犺犲狊犻犿狌犾犪狋犻狅狀狉犲狊狌犾狋狊狊犺狅狑狀狋犺犲狀犲狑 狊狅犾狌狋犻狅狀犮犪狀犲犾犻犿犻狀犪狋犲犫犻狋犲狉狉狅狉狉犪狋犲（犅犈犚）犱犲狋犲狉犻狅狉犪狋犻狀犵犱狌犲狋狅７．５ 犕犎狕犾犪狊犲狉犾犻狀犲狑犻犱狋犺，３０°犾犪狊犲狉狆犺犪狊犲狅犳犳狊犲狋，２０° 犐／犙狆犺犪狊犲犿犻狊犿犪狋犮犺狅犳狋狉犪狀狊犿犻狋狋犲狉，狅狉２０°狅犳９０°犺狔犫狉犻犱狆犺犪狊犲犻犿犫犪犾犪狀犮犲，犪狀犱犮犪狀犻犿狆狉狅狏犲狋犺犲狅狆狋犻犮犪犾狊犻犵狀犪犾狋狅狀狅犻狊犲 狉犪狋犻狅狉犲狇狌犻狉犲犿犲狀狋狊１犱犅，狊犻犵狀犻犳犻犮犪狀狋犾狔犻犿狆狉狅狏犲狊狔狊狋犲犿狆犲狉犳狅狉犿犪狀犮犲． 犓犲狔狑狅狉犱狊　狅狆狋犻犮犪犾犮狅犿犿狌狀犻犮犪狋犻狅狀狊；犮狅犺犲狉犲狀狋狉犲犮犲犻狏犲狉；狆犺犪狊犲犲狊狋犻犿犪狋犻狀犵；狆犺犪狊犲狀狅犻狊犲 １　引　　言 为了提高接收机的灵敏度，在２０世纪９０年代， 人们研究 了 采 用 相 干 接 收 机 的 相 位 调 制 技 术［１，２］。 这项技术 减 小 了 对 光 纤 通 信 系 统 中 光 信 噪 比 的 要 求。随着掺铒 光 纤 放 大 器 （ＥＤＦＡ）的 出 现，相 干 光 通信在长途光纤传输领域的研究就停滞了。最近几 年，随着网络流量的持续高速增长，对承载网络的承 载能力提出了越来越高的要求。传统的提高系统容 量的方法是通过时分复用（ＴＤＭ）技术，以缩小符号 持续时间获得单位时间比特率的提升。但是符号间 隔的缩小直接导致了系统色散容忍度呈平方反比地 缩小，相应的系统对偏振 模 色 散（ＰＭＤ）和 非 线 性 的 容忍度也随之降低。相干检测技术在接收端直接能 获得信号的幅度和 相 位 等 信 息，能 方 便 地 采 用 高 阶 的码型调制和数字信号处理技术进行电域均衡。所 以近年来相干光纤通信的研究越来越受到人们的重 视［３～５］。相位估计和相位恢复 是相 干光 通信 系统 中 的关键技术之一，因此得到了人们广泛的研究［６～８］。 在四相 相 移 键 控 （ＱＰＳＫ）光 通 信 系 统 中，相 位 噪声主要来自于激光器线宽，激光器相位偏移，同相 　　收稿日期：２００９０８０２；收到修改稿日期：２００９１０２６ 基金项目：国家８６３计划（２００７ＡＡ０１Ｚ２ａ６）、国家９７３计划（２００７ＣＢ３１０７０５）、国家自然科学基金（６０７１１１４００８７）、教 育 部 博 士点基金（２００８００１３０００１）、教育部创新团队计划（ＩＲＴ０６０９）和科技部国际合作计划（２００６ＤＦＡ１１０４０）资助课题。 作者简介：乔耀军（１９７２－），男，博士，副教授，主要从事高速光通信系统与网络方面的研究。Ｅｍａｉｌ：ｑｉａｏ＠ｂｕｐｔ．ｅｄｕ．ｃｎ 

０３２１ 光　　　学　　　学　　　报 ３０卷 支路（Ｉ路）和正交 支 路 （Ｑ 路）相 位 的 不 匹 配，９０°混 频器相位不平衡，光 纤 信 道 和 其 他 元 器 件 的 相 位 噪 声等。为了补偿这 些 相 位 噪 声 带 来 的 损 伤，人 们 提 出了光锁相环（ＰＬＬ）和前向相位估计技术［９～１２］。 然而，因为相位噪声有多种来源，并且光通信系 统传输速率高，已 有 的 这 些 方 法 都 有 一 些 缺 点。 光 锁相环可以移除较 宽 的 频 率 范 围 内 的 相 位 噪 声，但 是它不能在高速率光通信系统中跟踪快速变化的相 位 失 步。 另 外，光 压 控 振 荡 器 体 积 大，不 容 易 集 成。 与光锁相环相比，前向相位估计技术反应速度快，能 够跟踪快速变化 的 相 位 失 步。 而 且，前 向 相 位 估 计 技术容易用 ＦＰＧＡ 和 ＡＳＩＣ 实现。 为了 更 好 地 消 除 系 统 相 位 噪 声，本 文 提 出 了 一 种基于狀次方和对数算法的相位估计方法。结合一 定的频率偏移补偿 装 置，这 个 方 法 可 以 有 效 地 消 除 相位噪声。仿真结果显示该方案可以消除７．５ ＭＨｚ 的激光器线宽、３０°激光器相位偏移、２０°调制器Ｉ路／ Ｑ 路的相位偏移或 ９０°混 频 器 的 相 位 不 平 衡 对 系 统 误码率的影响，显著改善系统性能。在集成性方面， 可以用并 行 计 算 来 减 小 电 速 率 的 要 求 和 电 路 的 尺 寸。 ２　ＱＰＳＫ 系统分析 主要 讨 论 相 位 估 计 和 恢 复 的 问 题，因 此 忽 略 了 光纤信道的色散、偏振模色散和非线性等效应，把光 纤信道看成是 线 性 的。 基 于 以 上 假 设，ＱＰＳＫ 传 输 系统可以简化为一 个 发 射 机，线 性 光 纤 信 道 和 一 个 接收机。ＱＰＳＫ 传输系统，发射机，接收机的框图如 图１～３所示。ＱＰＳＫ 发射机利用Ｉ路／Ｑ 路调制器 产生 ＱＰＳＫ 信号，然 后 用一 个强度调制器 来 产 生 归 零的 ＲＺＱＰＳＫ 信 号。相 干 的 ＱＰＳＫ 接 收 机 包 括 一 个９０°混频器，两个平衡接收机和相位恢复与数据恢 复模块。在实际系统中根据不同需求，还可以增加系 统色散补偿、时钟控制等模块。 图１ ＱＰＳＫ 系统框图 Ｆｉｇ．１ ＱＰＳＫｓｙｓｔｅｍｓｔｒｕｃｔｕｒｅ 调制器来调制。然 后，Ｉ路／Ｑ 路 信 号 叠 加 就 获 得 了 ＱＰＳＫ 信号。ＱＰＳＫ 发 射 机 的 关 键 部 件 是 ９０°相 位 偏置器，它 保 证 了Ｉ路／Ｑ 路 相 互 正 交。 如 果，Ｉ路／ Ｑ 路不完全正交（相 位 不 匹 配），星 座 图 会 发 生 旋 转 并且幅度会有 变 化。 这 种 不 匹 配 使 得Ｉ路／Ｑ 路 的 信号难以解调。 图２ ＱＰＳＫ 发射机框图 Ｆｉｇ．２ ＱＰＳＫｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓｔｒｕｃｔｕｒｅ 图３ ＱＰＳＫ 系统接收机框图 Ｆｉｇ．３ ＱＰＳＫｒｅｃｅｉｖｅｒｓｔｒｕｃｔｕｒｅ 　　下面研 究 ＱＰＳＫ 系 统 中 各 种 相 位 失 配 和 噪 声 对系统性能的影响。从发射机输出的信号为 犘槡 Ｔｘ犳（狋）［犐＋ｊ犙ｅｘｐ（ｊρ）］ｅｘｐ（ｊ狑Ｓ狋＋ｊφＳ），（１） 式中犘Ｔｘ是发射 机 的 功 率；犐，犙 分 别 为Ｉ路 和 Ｑ 路 的相位信号；ρ是Ｉ路／Ｑ 路的相位不匹配；犳（狋）代 表 归零的调制信 号；ωＳ 是 光 载 波 的 中 心 频 率；φＳ 是 光 载波的初始相位。 简单起见，忽略系统的色散，偏振模色散和非线 性效应。所以，光纤 信 道 可 以 看 作 是 线 性 时 不 变 系 统。设 犎 是 光 纤 的 传 递 函 数，它 是 一 个 常 数。 因 此，接收到的信号可以描述为复数的形式 狉（狋）＝犎 犘槡 Ｔｘ犳（狋）［犐＋ｊ犙ｅｘｐ（ｊρ）］· ｅｘｐ（ｊ狑Ｓ狋＋ｊφＳ）＋狀（狋）， （２） 式中狀（狋）是信道噪声。 如图３所示，相干接 收 机 包 括 ９０°混 频 器，两 个 平衡接收机，相 位 和 数 据 恢 复 模 块。 接 收 到 的 信 号 狉（狋）和本振激光器信号输入到９０°混频 器，然 后用 平 衡接收机解调来得到基带相位信号。本振激光器可 以表示为 　　如图２所示，激光器产生光载波，然后被分成两 路，分别为Ｉ路 和 Ｑ 路。 这两路的载波分别用 相 位 犈ＬＯ（狋）＝ 犘槡 ＬＯｅｘｐ（ｊ狑ＬＯ狋＋ｊφＬＯ）， （３） 式中犘ＬＯ是本振激光器的功率；ωＬＯ是 本 振 光 载 波 的 

５期 乔耀军等：　光四相相移键控传输系统中相位估计算法研究 １３２１ 中心频率；φＬＯ 是 本 振 光 载 波 的 初 始 相 位。９０°混 频 器包括４个 光 耦 合 器 和 一 个 移 相 模 块，σ代 表 移 相 模块的相位不 平 衡。９０°混 频 器 的 相 位 不 平 衡 使 得 星座图旋转并 改 变 幅 度。 它 的 不 平 衡 类 似 于Ｉ路／ Ｑ 路相位不匹配。 接 收 到 的 信 号 经 过 ９０°混 频 器 和 平衡接收机，输出为 犐′＝犘［犐ｃｏｓ（Δ）－犙ｓｉｎ（Δ＋ρ）］＋狀′（狋），（４） 犙′＝犘［犐ｓｉｎ（Δ－σ）＋犙ｃｏｓ（Δ＋ρ－σ）］＋ 以通过对复数符号取狀次 方 来 实 现，其 中狀是 星 座 图点数。第三步，把狀次 方 的 信 号 取 平 均 数。 第 四 步，对这个结果取对数，从而估计出相位误差。第五 步，用这个估计的相 位 在 指 数 函 数 中 恢 复 信 号 的 相 位。 首先，考虑只有激光器相 位噪 声的 情况。犪犓 可 以表示为 犪犓 ＝犐′犓 ＋ｊ犙′犓 ＝ （犐犓 ＋ｊ犙犓）ｅｘｐ（ｊΔ犓）， （８） 狀″（狋）， （５） 经过对数算法，得到 式中犘＝犚犎 犘Ｔｘ犘槡 ＬＯ ；犚 代 表 光 二 极 管 的 响 应 函 数，单位是 Ａ／Ｗ；犐′和犙′是 解 调 出 的Ｉ路／Ｑ 路 相 位信号；Δ＝狑Ｓ狋－狑ＬＯ狋＋φＳ－φＬＯ 是 源 自 激 光 器 的 相位噪声；狀′（狋）和狀″（狋）是残余噪声。 根据（４）式和（５）式激光器相位噪声 Δ，Ｉ路／Ｑ 路 相位不匹配ρ，和９０°混频器相位不平衡σ使得Ｉ路／Ｑ 路信号混合在一起，从而无法准确地解调接收信号。 激光器相位噪 声，Ｉ路／Ｑ 路 相 位 不 匹 配，９０°混 频器相位不平衡，光纤信道和元件的相位 噪声是系 统相位噪声的主要来源。这些相位噪声与信号相位 相混淆，从而使 得 无 法 正 确 解 调 接 收 信 号。针 对 这 一情况，提出了一种基于狀次方和对数算法的相位估 计方法来解决相位噪声的问题，其原理如图４。 图４ 相位估计算法框图 Ｆｉｇ．４ Ｂｌｏｃｋｄｉａｇｒａｍｏｆｐｈａｓｅｅｓｔｉｍａｔｉｎｇ ３　相位估计算法 根据上面的讨论，可以得到平衡光二极管（ＰＤ） 的输出。然后，把它做模数变换得到数字信号 犐′犓 ＝犘［犐犓ｃｏｓ（Δ犓）－犙犓ｓｉｎ（Δ犓 ＋ρ）］＋ 狀′犓（狋）， （６） 犙′犓 ＝犘［犐犓ｓｉｎ（Δ犓 －σ）＋ 犙犓ｃｏｓ（Δ犓 ＋ρ－σ）］＋狀″犓（狋）， （７） 式中 犓 代表第犓 个符号。由于Ｉ路／Ｑ 路相位不匹 配和９０°混 频 器 相 位 不 平 衡 与 器 件 制 造 工 艺 有 关， 因此可以被近似当作常数。 图４是相位估计方法的框图。它的工作过程如 下：第一步，接收 到 的 信 号 被 分 成 两 路，Ａ 信 号 和 Ｂ 信号。第二步，去 除 信 号 相 位 中 携 带 的 信 息。这 可 犫犓 ＝ｌｎ犝＋ｊ（狀Δ犓）， （９） 式中犝 是狀 次方信号的幅度，Δ犓 是 估 计 出 的 第犓 个相位噪声。 最后，幅 度 和 相 位 噪 声 可 以 从 复 信 号犫犓 中 得 到。用指数函数和乘法器把估计出来的相位噪声从 每一个犪犓 中去除，就可以正确地恢复相位信号 θ犓 ＝ｌｍ（犮犓）／狀＝ Δ犓， （１０） 最后的输出为 犮犓 ＝犐犓 ＋ｊ犙犓． （１１） 　　如果激光器相 位 噪 声 和 ９０°混 频 器 相 位 不 平 衡 非０，则解调出的Ｉ路／Ｑ 路信号为 犐′＝犘（犐－犙ｓｉｎρ）＋狀′（狋）， 犙′＝犘犙ｃｏｓρ＋狀″（狋）． （１２） （１３） 　　根据（１２）式和（１３）式，解 调 的Ｉ路 信 号 和 Ｑ 路 信号之间有干扰，所 以 其 幅 度 和 相 位 均 会 改 变。 注 意到解调出 的 Ｑ 路 信 号 是 正 确 的。 通 过 相 位 恢 复 方法，幅度变化和相位旋转可以被部分地补偿，进而 提高系统的性能。 ４　相位估计算法性能分析 为了 验 证 该 相 位 估 计 方 法 的 性 能，采 取 合 适 的 参数 进 行 了 模 拟 仿 真。 采 用 ４０Ｇｂ／ｓ的 ＲＺＱＰＳＫ 的背靠背系统来模 拟 实 际 的 相 干 接 收 系 统，仿 真 软 件为 ＶＰＩｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＭａｋｅｒ７．６。 为 了 简 单 起 见， 设定 ＲＺＱＰＳＫ 系统发射机激光 器的 线宽 和 初 始 相 位都 是 ０，而 本 振 激 光 器 的 线 宽 和 初 始 相 位 随 时 间 变化。 图５给出了系统误码 率（ＢＥＲ）在 没 有（ｗ／ｏ）相 位恢复和有（ｗ）相位恢复 时随 本振 激光 器 的 线 宽 变 化的结果，其中本振激光器的 初始 相 位 是 ０，光 信 噪 比（ＯＳＮＲ）是 １３ｄＢ。 本 振 激 光 器 的 线 宽 以１ ＭＨｚ 为间隔，从０增长到１０ ＭＨｚ。 从 图 ５ 中 可 以 看 到， 当本振激光器线 宽 小 于 １０ ＭＨｚ时，采 用 本 文 提 出 的相位恢复方法能很好地改善系统性能。用本方法 进行相位恢复后７．５ ＭＨｚ激 光 器 线 宽 的 系 统 性 能 

２３２１ 光　　　学　　　学　　　报 ３０卷 和激光器线宽为０时是相当的。 图８是系统 ＢＥＲ 随９０°混频器相位不平衡变化 的结果，其中，激光器线宽为０，相位偏移为０，Ｉ路／Ｑ 路相位不匹配为０，ＯＳＮＲ 为１３ｄＢ。仿真中，相位不 平衡以５°为间隔，从－４５°变 化 到 ４５°。如 图 ８ 所 示， 在不用相位恢复方法的情况下，如果相位不平衡超过 了１５°，ＢＥＲ 变得很差；而在应用相位恢复方法的情况 下，最大可允许的相位不平衡增加到２５°。 图５ 误码率与激光器线宽的关系 Ｆｉｇ．５ ＢＥＲｖｅｒｓｕｓｌａｓｅｒｌｉｎｅｗｉｄｔｈ 　　本振激光器的初始相位偏移从０到４５°变化，激 光器线宽是０，ＯＳＮＲ 为１３ｄＢ。从图６中可以看到， 小于３５°的相 位 偏 移 全 部 被 补 偿。实 际 上，通 过 取狀 次方的办法得到的相位误差，需要小于 π时才能保证 估计的准确性。更大的相位会和较小的相位混叠，从 而难以分辨。所以，最大允许的相位偏移为 Δφ＝ π 狀 ． （１４） 　　根据（１４）式，在仿真中，对于 ＱＰＳＫ 系统，允许的 最大相位偏移 是 π／４。然 而 由 加 性 高 斯 白 噪 声 光 纤 信道和光学元件引起的相位偏移不可能达到π／４。 图６ 误码率与激光器初始相位的关系 Ｆｉｇ．６ ＢＥＲｖｅｒｓｕｓｌａｓｅｒｐｈａｓｅｏｆｆｓｅｔｂｅｔｗｅｅｎ ｌｏｃａｌｌａｓｅｒａｎｄｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｌａｓｅｒ 图７给出了分别在有和没有相位恢复的情况下 Ｉ路／Ｑ 路 相 位 不 匹 配 对 系 统 性 能 的 影 响。ＱＰＳＫ 系统必须保证Ｉ／Ｑ 调制器的Ｉ路 与 Ｑ 路 之 间 正 交。 否则，会引起星座图的转动和幅度变化，最终使得误 码率增加。在仿真中，Ｉ路／Ｑ 路 相 位 不 匹 配 以 ５°为 间隔，从 －４５°变 化 到 ４５°，并 且 激 光 器 线 宽 为 ０，相 位偏移为０，ＯＳＮＲ 是１３ｄＢ。在有相位恢复的情况 下，±１０°的相位误差与没有相位恢复算法情况下没 有相位误差的性能一样。所以相位恢复的方法极大 地提高了系统的性能。 图７ 误码率与Ｉ／Ｑ 路间相位不匹配的关系 Ｆｉｇ．７ ＢＥＲｖｅｒｓｕｓＩ／Ｑｐｈａｓｅｍｉｓｍａｔｃｈ 图８ 误码率与９０°混频器相位不平衡的关系 Ｆｉｇ．８ ＢＥＲｖｅｒｓｕｓｐｈａｓｅｉｍｂａｌａｎｃｅｏｆ９０°ｈｙｂｒｉｄ 　　ＯＳＮＲ 是 ＱＰＳＫ 系 统 的 关 键 因 素。ＢＥＲ 性 能 随不同 ＯＳＮＲ 变化的结果如图９ 所 示，其 中 其 他 种 类相位噪声为０。图９显示 了相 位 恢 复 方 法 改 善 了 ＯＳＮＲ 需求大约１ｄＢ。考虑 到 元 器 件 的 相 位 噪 声， 如散 弹 噪 声，激 光 器 啁 啾 等，４０ Ｇｂ／ｓ的 ＲＺＱＰＳＫ 传输系统实际的 ＯＳＮＲ 的容限大约为１３ｄＢ。 图９ 误码率与光信噪比的关系 Ｆｉｇ．９ ＢＥＲｖｅｒｓｕｓＯＳＮＲ 

５期 乔耀军等：　光四相相移键控传输系统中相位估计算法研究 ３３２１ ５　结　　论 提出 了 一 种 改 进 的 相 位 估 计 算 法，采 用 前 向 反 馈方法对信号取狀次方后再取对数。仿真结果显示 该算法可以消 除 ７．５ ＭＨｚ的 激 光 器 线 宽、３０°激 光 器相位偏差、２０°调制 器Ｉ／Ｑ 的 相 位 偏 差 或 ９０°混 频 器的相位不平衡对 系 统 误 码 率 的 影 响，并 能 提 高 其 ＯＳＮＲ 约１ｄＢ，显著地改善了系统性能。 参 考 文 献 １Ｒ．Ａ．Ｌｉｎｋｅ，Ａ．Ｈ．Ｇｎａｕｃｋ．Ｈｉｇｈｃａｐａｃｉｔｙｃｏｈｅｒｅｎｔｌｉｇｈｔｗａｖｅ ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．犑．犔犻犵犺狋狑犪狏犲犜犲犮犺狀狅犾．，１９８８，６（１１）：１７５０～１７６９ ２Ｅ．Ａ．Ｓｗａｎｓｏｎ，Ｊ．Ｃ．Ｌｉｖａｓ，Ｒ．Ｓ．Ｂｏｎｄｕｒａｎｔ．Ｈｉｇｈｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ ｏｐｔｉｃａｌｌｙｐｒｅａｍｐｌｉｆｉｅｄｄｉｒｅｃｔｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ＤＰＳＫｒｅｃｅｉｖｅｒｗｉｔｈａｃｔｉｖｅ ｄｅｌａｙｌｉｎｅｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ ［Ｊ］．犐犈犈犈 犘犺狅狋狅狀．犜犲犮犺狀狅犾．犔犲狋狋．， １９９４，６（２）：２６３～２６５ ３ Ｗｅｎ Ａｉｊｕｎ， Ｌｉｕ Ｊｉａｏｊｉａｏ， Ｌｉ Ｘｉａｏｊｕｎ． Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｔｈｅ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆｏｃｔａｌｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌｐｈａｓｅａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｓｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇｉｎ ｈｉｇｈ ｓｐｅｅｄ ｏｐｔｉｃａｌｆｉｂｅｒｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ ［Ｊ］．犆犺犻狀犲狊犲犑．犔犪狊犲狉狊，２００９，３６（３）：６１４～６１９ 　 文爱军，刘姣姣，李晓军．高速光传输系统中八 进 制 差 分 相 位 幅 度键控性能分析［Ｊ］．中国激光，２００９，３６（３）：６１４～６１９ ４Ｘｕ Ｗｅｉ，Ｄｕａｎ Ｇａｏｙａｎ，Ｆａｎｇ Ｇｕａｎｇｑｉｎｇ犲狋犪犾．．Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｍｏｄｅ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｆｏｒ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｆｏｒｍａｔｓ［Ｊ］．犃犮狋犪犗狆狋犻犮犪犛犻狀犻犮犪，２００８，２８ （２）：２２６～２３２ 　 许　玮，段高燕，方光青 等．不同调制格式的偏振模色散补偿性 能分析［Ｊ］．光学学报，２００８，２８（２）：２２６～２３２ ５Ａ． Ｈ． Ｇｎａｕｃｋ， Ｐ． Ｊ． Ｗｉｎｅｒ． Ｏｐｔｉｃａｌ ｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｋｅｙｅｄ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ［Ｊ］．犑．犔犻犵犺狋狑犪狏犲犜犲犮犺狀狅犾．，２００５，２３ （１）： １１５～１３０ ６Ｓ．Ｓ．Ｃａｍａｔｅｌ，Ｖ．Ｆｅｒｒｅｒｏ，Ｒ．Ｇａｕｄｉｎｏ犲狋犪犾．．Ｏｐｔｉｃａｌｐｈａｓｅ ｌｏｃｋｅｄｌｏｏｐｆｏｒｃｏｈｅｒｅｎｔｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｐｔｉｃａｌｒｅｃｅｉｖｅｒ［Ｊ］．犈犾犲犮狋狉狅狀． 犔犲狋狋．，２００４，４０（６）：３８４～３８５ ７Ｌ．Ｌｉ， Ｚ． Ｔａｏ， Ｔ． Ｈｏｓｈｉｄａ 犲狋犪犾．． Ｒａｓｍｕｓｓｅｎ． Ｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ ４３Ｇｂｉｔ／ｓ ｃｏｈｅｒｅｎｔ ＱＰＳＫ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ［Ｃ］． 犗犈犆犆，２００７，１２Ｂ１３ ８Ｄ．Ｓ．ＬｙＧａｇｎｏｎ，Ｓ．Ｔｓｕｋａｒｎｏｔｏ，Ｋ．Ｋａｔｏｈ犲狋犪犾．．Ｃｏｈｅｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆｏｐｔｉｃａｌｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅｓｈｉｆｔｋｅｙｉｎｇ ｓｉｇｎａｌｓ ｗｉｔｈ ｃａｒｒｉｅｒｐｈａｓｅｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ［Ｊ］．犑．犔犻犵犺狋狑犪狏犲犜犲犮犺狀狅犾．，２００６， ２４（１）：１２～２１ ９Ｚ．Ｔａｏ，Ｈ．Ｚｈａｎｇ，Ａ．Ｉｓｏｍｕｒａ犲狋犪犾．．Ｓｉｍｐｌｅ，Ｒｏｂｕｓｔ，ａｎｄ ｗｉｄｅｒａｎｇｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆｆｓｅｔ ｍｏｎｉｔｏｒ ｆｏｒ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｏｎｔｒｏｌｉｎｃｉｇｉｔａｌｃｏｈｅｒｅｎｔｒｅｃｅｉｖｅｒｓ［Ｃ］．犈犆犗犆，２００７：３５４～３５５ １０Ａ．Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂｉ．Ｎｏｎｌｉｎｅａｒｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｏｆＰＳＫｍｏｄｕｌａｔｅｄｃａｒｒｉｅｒ ｐｈａｓｅｗｉｔｈａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｔｏｂｕｒｓｔｄｉｇｉｔａｌｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ［Ｊ］．犐犈犈犈 犜狉犪狀狊．犐狀犳狅狉犿．犜犺犲狅狉狔，１９８３，２９（４）：５４３～５５１ １１Ｒ． Ｎｏｅ． Ｐｈａｓｅ ｎｏｉｓｅｔｏｌｅｒａｎｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＱＰＳＫ／ＢＰＳＫ ｂａｓｅｂａｎｄｔｙｐｅ ｉｎｔｒａｄｙｎｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｃｏｎｃｅｐｔ ｗｉｔｈ ｆｅｅｄ ｆｏｒｗａｒｄ ｃａｒｒｉｅｒｒｅｃｏｖｅｒｙ ［Ｊ］．犑．犔犻犵犺狋狑犪狏犲犜犲犮犺狀狅犾．，２００５，２３（２）： ８０２～８０８ １２ＡｎｄｒｅａｓＬｅｖｅｎ，ＮｏｒｉａｋｉＫａｎｅｄａ，ＵｔＶａ Ｋｏｃ犲狋犪犾．．Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎｉｎｉｎｔｒａｄｙｎｅｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ［Ｊ］．犐犈犈犈犘犺狅狋狅狀．犜犲犮犺狀狅犾． 犔犲狋狋．，２００７，１９（６）：３６６３６８