最完整的全差分运算放大器设计.pdf-资料库

《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日作者: 唐长文, 菅洪彦全差分运算放大器设计唐长文 (011021361)，菅洪彦(021021061) zwtang@fudan.edu.cn, hyjian@fudan.edu.cn 复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室一、设计指标在上华 0.6um CMOS 2P2M 工艺上设计一个全差分运算放大器，设计指标如下：直流增益单位增益带宽负载电容相位裕量增益裕量差分压摆率共模电平共模负反馈单位增益带宽 >80dB >50MHz =5pF >60 ° >12dB >200V 2.5V (VDD=5V) >10MHz : : : : : : : : sµ 等效输入噪声输入失调电压差分输出摆幅 : : : 20 nV Hz <10mV > ± 4V 二、运放结构选择 M13 M12 Vin+ M1 M2 Vin- Vb1 M11 Vo+ CL CC RC M3 M5 Vb2 Vb3 M9 M7 Vcmfb M4 M6 M8 Vo- RC CC CL M10 图 1 共源共栅两级运算放大器 1

《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日作者: 唐长文, 菅洪彦运算放大器的的结构主要有三种: (a) 简单两级运放，two-stage ；(b) 折叠共源共栅， folded-cascode; (c)共源共栅，telescopic。该运算放大器的设计指标要求差分输出摆幅为 ± 4V，即输出端的所有 NMOS 管的 V DSAT N , 之和小于 0.5V，输出端的所有 PMOS 管的 V DSAT P , 之和也必须小于 0.5V。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，共源的输出级的结构，如图 1 所示。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，这里 Miller 补偿或者 Cascode 补偿技术用来进行零极点补偿。三、性能指标分析 1. 差分直流增益 Adm>80dB 该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1－M8）；（2）、共源放大器 (M9-M12) 第一级增益第二级增益 A 1 = − G R o 1 m 1 = − g m 1 ( g r r m o o 1 3 3 // g r r m o o 5 5 7 ) = − g g g m 3 1 g g g g g g m o m 5 1 m + m o o 5 5 3 3 , o 7 A 2 = − G R o m 2 = − g m 9 ( r o 9 // r o 11 ) = − 2 g m + 9 9 g g o o 11 ，整个运算放大器的增益： ⋅ = = A overall A A 1 2 g g g m 3 1 g g g g g g o m m o 1 5 3 2. 差分压摆率 ≥ 200 V/us 转换速率（Slew Rate）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 10 (80 g m + dB m + 9 g ≥ g o 11 ) m o o o 9 4 5 5 3 7 输入级: SR 定义转换速率 SR: dv out dt g C m C 1 I ≡ 2 单位增益带宽 ∴ SR = 1 = ω = u I 2 DS C C | max I = | max CC C C = ，可以得到 ω ω u u 1 1 2 = I DS I 2 V eff DS 1 1 DS g m 1 1 I 2 DS C C C C g ω= u m 1 = V eff ω u 1 其中 V eff 1 = V GS − V th = µ p 1 I 2 DS WC ( L ox ) 1 因此，提高两级运算放大器转换速率的一种方法是尽可能增大管子 M1 的有效电压 Veff1。输出级: SR ≡ dv out dt | max = I | max CC C C = 2 C C 该个运算放大器的转换率 SR = min{ 13 I DS C C I DS 9 C + L I 2 DS 9 C C + C , } L 3. 静态功耗: 该运放没有功耗指标，这里我们以 15mW 为例简单分析一下。运放的静态功耗： 2

《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日作者: 唐长文, 菅洪彦 P static = V ( dd − V ss )( I DS 9 + I DS 10 + I DS 13 ) 静态功耗确定了整个电路的静态电流最大值为： mw 15 V V 0 5.0 − P Static V − ss V dd = = DC I ≈ mA 3 （2）我们将该电流分配到电路的不同的地方去。例如，100µA 给偏置电路，2900µA 给两级放大电路。这里完全是根据设计人员的经验来确定，有可能电流的分配并不能使整个电路达到全局最优。 4. 等效输入噪声 ≤ 20 nV/ HZ (thermal noise) 我们知道每一个晶体管都存在噪声电流源，其功率谱密度为 S 2 i DS = 4 KT ( 2 3 g m 热噪声 ) + K g 2 f m fWLC ox 1/f 噪声图 2、NMOS 管噪声电流源我们忽略第二级的等效输入噪声，因为第二级的输入噪 7 g m g m 1 声要除以第一级的增益。输入等效噪声为 ⎡ ⎢ ⎢ ⎣ v 2 n in , = 2 v 2 n 1 ⎛ + ⎜ ⎝ 5. 相位裕量 ≥ 60 度，单位增益带宽 ≥ 50 MHz 假设运放只有两个极点。（实际上，会有两个以上的极点，同时还会在右半平面或者左半平面的零点）。由于密勒补偿电容 Cc 的存在，p1 和 p2 将会分 2pω ，这样在单位增益带 1pω << 开的很远。假定宽频率 uω 处第一极点引入 90− ° 相移，整个相位裕量是 60° 。所以第二极点在单位增益带宽频率处的相移是 30− ° 。 PM ≥ 60 , ° 90ϕ ≈ ° ， 1 2 ⎞ ⎟ ⎠ v 2 n 7 ⎤ ⎥ ⎥ ⎦ jω jω u S-Plane 2ϕ 2p 1ϕ 1p δ 图 3、S 平面中的两个极点 ϕ 2 = 180 ° − PM − ϕ 1 ≤ 30 ° ω u ω p 2 ≤ tan 30 ° ＝0.577 ⇒ ω p 2 ω u ≥ 1.73 ω p ,取 2 ω u 2 = 3

《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日作者: 唐长文, 菅洪彦另外，主极点 ω p 1 ≅ g g o o 1 g m 3 3 + g g o 5 g o 7 (1 + g o 9 g m 9 g + o 11 m 5 C ) C ( g g g o m o 1 5 3 ≅ )( g g g + o m 7 5 3 g g g C m C 3 m 9 m 5 o g o 9 + g o 11 ) ，开环增益 A o = g g g m 3 1 g g g g g g o m m 1 5 m + m o o 5 5 3 3 g m + 9 9 g o 11 g o o 7 ω u ω= p 1 A o ⋅ = g 1m C C 为得到高的单位增益带宽，应该使非主极点 p2 最大化。 Telescopic 两级运放中存在至少三个极点：（1） Cascode 点处（M1 的漏极、M3 的源极）的极点： ω p cascode , = g m + 1 3 C + C sb 3 db 1 C gs 3 + C gd （2）补偿电容引入的主极点： ω p 1 = G o 1 C 1) + C ( A 2 = ( g g g o m 1 5 o 3 3 g g g m 5 )( + o 7 g g g C m C m m o 3 5 9 g o 9 + g o 11 ) ，因为 A2CC 是一个非常大的电容值，因此由于密勒效应该极点是一个主极点。（3）输出极点：该极点主要是由输出电容 CL 引起的。 ω p out = G o + 2 C C eq L = g m 9 C L + C C C C + C C C C p C C + C p p ， = C C L C + g C 9m C C C L p + C C C p M9 栅极电容 C p = C gs 11 + C db 3 + C db 5 ∵ C p C<< L ω∴ p out ≅ g C m C 9 C C + L C C L C C ，而且 C ∵ C>> p ω∴ p out = p g m C L 9 这三个极点从小到大的顺序以此为: 4

《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日作者: 唐长文, 菅洪彦第一极点： ω p 1 = ( g g g o m 1 5 o 3 g g g m 5 )( + o 7 g g g C m C m m 5 3 3 o 9 g o 9 + g o 11 ) ，第二极点： ω = p 2 g 9m C L ，第三极点： ω = p 3 g m + 1 3 C + C sb 3 db 1 C gs 3 + C gd 6. 共模负反馈: CMFB 为了稳定全差分运放输出共模电压，必须设计共模负反馈电路。在设计输出平衡的全差分运算放大器的时候，必须考虑到以下几点[1]: 共模负反馈的开环直流增益要求足够大，最好能够与差分开环直流增益相当；共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大，最好接近差分单位增益带宽；为了确保共模负反馈的稳定，一般情况下要求进行共模回路补偿；共模信号检测器要求具有很好的线性特性；共模负反馈与差模信号无关，即使差模信号通路是关断的。图 4 是一种共模负反馈实现结构[1]，该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电流镜及输出负载。这样，一方面降低了功耗；另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特性上保持完全一致。因为共模放大器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用，电容补偿电路也完全一样。只要差模放大器频率特性是稳定的，则共模负反馈也是稳定的。这种共模负反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器[7]一样设计，而不用考虑共模负反馈电路对全差分运算放大器的影响。 Common Mode Amplifier Vb1 M14 Differential Mode Amplifier M13 Vcmfb M15 Vin+ M16 M1 Vin- M2 Vcm M17 M18 M19 M20 M3 Vb2 Vb3 M5 M7 M4 M6 M8 图 4 共模、差模输入放大器 5

《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日作者: 唐长文, 菅洪彦 7. 电压偏置电路：宽摆幅电流源 MB4 MB7 Ibias MB5 MB9 MB8 MB6 MB10 MB11 MB1 MB2 MB3 图 5 宽摆幅电流源 Vb1 MB14 MB13 Vb2 Vb1 MB12 在共源共栅输入级中需要三个电压偏置，为了使得输入级的动态范围大一些，图 5 中的宽摆幅电流源来产生所需的三个偏置电压。根据宽摆幅电流源的设计要求，必须满足 W L ⎛ ⎜ ⎝ ⎞ ⎟ ⎠ B 5 = W L ⎛ ⎜ ⎝ ⎞ ⎟ ⎠ B 6 = ⎛ ⎜ ⎝ ⎛ ⎜ ⎝ 8. Miller 补偿电阻 ⎛ ⎜ ⎝ W L W L W L ⎞ ⎟ ⎠ ⎞ ⎟ ⎠ ⎞ ⎟ ⎠ B 1 = B 13 = = B 10 W ⎛ ⎜ L ⎝ W ⎛ ⎜ L ⎝ W ⎛ ⎜ L ⎝ ⎞ ⎟ ⎠ ⎞ ⎟ ⎠ ⎞ ⎟ ⎠ B = B 2 7 = = B 3 = W ⎞ ⎛ ⎟ ⎜ L ⎠ ⎝ W ⎞ ⎛ ⎟ ⎜ L ⎠ ⎝ W ⎛ ⎜ L ⎝ 4 B 8 ⎞ ⎟ ⎠ B 11 B 12 W L ⎞ ⎟ ⎠ B 14 = 4 W L ⎛ ⎜ ⎝ ⎞ ⎟ ⎠ B 4 ⎛ ⎜ ⎝ 电阻 RC 可以单独用来控制零点的位置，主要有以下几种方法。 I、将零点搬移到无穷远处，消除零点，RC 必须等于 mg 。 1 9 II、把零点从右半平面移动左半平面，并且落在第二极点 2pω 上。这样，输出负载电容引起的极点就去除掉了。这样做必须满足条件： pω ω= 1 z → 2 C C 6 1 1( g m 11 = − R C ) g − C L m 9

《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日作者: 唐长文, 菅洪彦得到电阻值为 R C = 1 (1 g m 6 + C )L C C III、把零点从右半平面移动左半平面，并且使其略微大于单位增益带宽频率 uω 。比如，超过 20％。 ω ω> u 1.2 z ∵ R C >> 1 g m 9 → ω z ≈ 1 − C CR C ，并且 ω u ≈ 1m g − C C 得到电阻值为 R C ≈ 1 g 1.2 m 1 四、手工计算首先，我们必须从 CSMC 0.6um 工艺库文件中得到工艺参数: µ n oxC µ= 119 A V / 2 ， µ p oxC µ= 55.2 A V / 2 TH NV ， , = V 0.73 TH PV ， , = − V 1.0 1. 确定 Miller 补偿电容为了保证相位裕量有 60 ° ,我们要求第二极点 2pω 和零点 zω 满足以下两个条件： ω ω≥ u 10 z ， g m C L 9 ≥ 2 g m 1 C c p 2 2 g ω ω≥ → 9 m C c CC u ≥ 10 , g m 1 C c 。 pF L C C C 0.2 0.2 5 × = ≥ 则， 2. 确定两级放大器中的工作电流共模负反溃的输入端电流与差模输入端相同，因此输入级的工作电流 = 。这里，我们取 = pF pF 1 2 I DS 1 = 2 1 3 2 ⎛ ⎜ ⎝ SR C C ⋅ = ⎞ ⎟ ⎠ 2 100 ( 3 V us ⋅ 2 pf ) = 133.3 uA ， DSI 由于有一些寄生电容，预留一些余量，我们取 1 Aµ= 200 输出级工作电流为，，则 ,14 DS I = I DS ,13 = 400 Aµ 。 SR 2 ⋅ 11 I ( DS = C C ) DSI 同样，由于有一些寄生电容，预留一些余量取 11 3. 计算放大管的跨导 gm C CMFB C + + L = 100 V us ⋅ 8 pf = 800 uA , Aµ= 900 。根据全差分 Slew Rate 要求， SR = 1.5 × 3 I 1 = I 2 DS C C ω u 1 3 = DS g m 1 = 3 2 V eff ω u 1 , ω u 1 I DS I 2 V eff DS 1 1 M1 管的有效电压， V eff 1 = M1 管的跨导 g m 1 = SR 2 3 ω u I 2 V eff DS 1 1 = = V s 2 200 µ × 3 6.28 50 10 × × × uA 2 200 × V 0.425 = 0.942 m Ω 1 − = V 0.425 , 6 7

《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日作者: 唐长文, 菅洪彦 g m 1 µ= p 2 C ox ( W L ) 1 I DS 1 → ( W L ) 2 = ( W L ) 1 = m ) (0.942 1 2 − Ω 2 55.2 10 200 10 6 − × × × × = 40.2 6 − 根据第二极点是单位增益带宽的两倍， 2 g p ω= → 9 m C L 2 u 2 = × g m 1 C C ) ，取 2 ( W L = ( W L ) 1 = m 80 µ m 2 µ 。 M9 管的跨导 g 2 = × m 9 g m 1 C C × C L 2 = × 0.942 10 3 − × 5 pf = m 4.71 Ω 1 − × pf 2 ( g m 9 µ= n 2 C ox ( W L ) 9 I DS 9 → ( W L ) 9 = m 4.71 2 119 10 6 − × × Ω × − )21 900 10 × = 103.6 , 6 − 取 ( W L ) 9 = m 100 µ m 1 µ ，M9 管的有效电压 V eff 9 = I 2 g DS 9 m 9 = uA 2 900 × m − 7.065 1 Ω = V 0.254 4. 电流源偏置管和 Cascode 管的尺寸假定电流源偏置管 M13、M11、M12、M7 和 M8，和 Cascode 管 M3-M6 的有效电压 Veff=0.3V，这样可以计算出所有管子的尺寸参数。 effV 假定 13 = V 0.3 , 则 ( W L ) 13 = 2 I DS 13 C Vµ 2 ox eff p 2 400 10 × × × 55.2 10 × 6 − 6 − 0.3 2 = 13 = 161.0 ) ， 13 ( W L = m 160 µ m 1 µ ( ( W L W L ) 11 ) 13 = I I DS 11 DS 13 = → 11 ) ( W L = ( W L ) 12 = 9 4 ( W L ) 13 = 362.3 ， ( W L ) 11 = ( W L ) 12 = m 360 µ m 1 µ 9 4 M11-M12 管子的有效电压， 11 V eff = V eff 12 = V 0.3 effV 假定 ,7 = V 0.3 , 则 effV 假定 ,5 = V 0.3 , 则 effV 假定 ,3 = V 0.3 , 则 ( W L ( W L ( W L ) 7 = ) 5 = ) 3 = 2 I DS 7 C Vµ 2 eff ox n 2 I DS 5 C Vµ 2 eff ox n 2 I DS 3 C Vµ 2 eff ox n ,7 ,5 ,3 Cascode 管 M3 的跨导为， g = m 3 I 2 V eff 3 DS 3 = = 2 300 10 × × 119 10 6 − × × 6 − 0.3 2 = 56.0 = 2 300 10 × × 119 10 6 − × × 6 − 0.3 2 = 56.0 ) ， 7 ( W L ) ， 5 ( W L = ( W L ) 8 = m 60 µ m 1 µ = ( W L ) 6 = m 60 µ m 1 µ ) ， 3 ( W L = ( W L ) 4 = m 120 µ m 1 µ = 2 300 10 × × × 55.2 10 × 6 − 6 − 0.3 2 = 120.1 6 − 2 300 10 × × 0.3 = Ω 1 − m 2 5. Miller 补偿电阻 RC 的确定我们将零点从右半平面移动左半平面，并且使其为单位增益带宽频率 uω 的 1.2 倍，则， Ω 。 885 ≈ = R C 1 g 1.2 m 1 8

资料库

最完整的全差分运算放大器设计.pdf

相关推荐

开发技术

热门标签

最新资料