logo资料库

双向全桥LLC谐振变换器研究.pdf

发布时间：2022-05-29 发布人：admin 分类：说明书 资料大小：0.49M 资料格式：pdf 举报 版权申诉
第1页 / 共10页
第2页 / 共10页
第3页 / 共10页
第4页 / 共10页
第5页 / 共10页
第6页 / 共10页
第7页 / 共10页
第8页 / 共10页
资料共10页，剩余部分请下载后查看
    中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 双向全桥 LLC 谐振变换器研究 王明渝，邓诗蕾* （重庆大学输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室，重庆 400044） 摘要：随着新能源发电技术的发展，直流微电网因其易于接入新能源发电而越来越受重视， 而 DC/DC 变换器便是直流微电网最重要的设备。本文对隔离型双向全桥 LLC 谐振 DC/DC 变换器进行详细分析，并针对 LLC 谐振变换器反向运行退变为 LC 谐振变化器的特性使用 一种双向 LLC 谐振变换器。并使用一种自持振荡移相控制策略解决谐振变化器电压增益受 负载影响的问题，最后对所使用的策略进行实验验证，证明其有效性。 关键词：电力电子与电力传动；软开关；双向 LLC 谐振变换器；自持振荡移相控制策略 中图分类号：TM46 Research on bi-directional full-bridge LLC resonant DC/DC converters Wang Mingyu, Deng Shilei (State Key Laboratory of Power Transmission Equipment & System Security and New Technology, Chongqing University,Chongqing 400044, China) Abstract: With the development of the renewable energy power generation technology, the DC micro-grids are gaining more and more attention because they are easy to connect to the renewable energy. The DC/DC converter is the most important equipment of DC microgrid. This article gives a detailed analysis of isolated bi-directional full-bridge LLC resonant DC/DC converters, and then use a bidirectional LLC resonant converter, because when the LLC resonant converter operates in reverse, it will becomes an LC resonant varactor. Using a Self-Sustained Phase Shift Modulate strategy to solve the problem of the resonant amplifier voltage gain affected by the load. After that, an experimental platform was set up to verify the effectiveness of the strategy. Key words: power electronics and power drives; soft switching;Bi-directional LLC converter; Self-Sustained Phase Shift Modulate 0 引言 5 10 15 20 25 30 近年来，随着经济的不断发展负荷的不断增长，煤炭、石油、天然气等化石能源逐渐出 现了短缺，可再生能源发电技术也就得到了越来越多的重视。因光伏单元中的光伏阵列的输 出本身便是直流，而交流风电场和小型燃气轮机等交流输出发电单元即使是接入交流电网前， 为了保证频率的稳定性也通常需要先变换为直流的形式，所以直流微电网相较于交流微电网 在接入可再生能源发电系统时有着较大的优势。而在直流微电网中，DC/DC 变换器通常是 35 发电单元、储能单元和直流负荷单元与直流母线交换功率的关键设备[1]。 实际应用于直流微电网中的在 DC/DC 变换器通常要求其能够实现能量双向流动、电压 增益高且具有隔离直流故障的能力，所以一般采用隔离型双向 DC/DC 变换器。同时为减小 损耗提高工作效率，通常要求该变换器体积小、功率密度高和效率高。而隔离型双向 DC/DC 变换器为减小变压器的体积通常需要让变换器工作在高频状态下，但若此时的开关管工作于 作者简介：王明渝(1960-)，男，博士，教授，博士生导师，主要研究方向为电能变换及控制，电气传动等. E-mail: ceemwang@cqu.edu.cn - 1 -
    中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 40 硬开关下则其损耗会随着工作频率的上升而急剧增加，同时还会出现开关管电压应力过高、 感性关断、容性开通、电磁干扰、二极管反向恢复电流等问题，所以软开关技术也受到了重 视。因 LLC 谐振可以直接使用变压器励磁电感作为并联谐振电感、同时实现逆变侧开关管 的 ZVS 和整流侧二极管的 ZCS，以及可以在 0~Pmax 内运行同时可以工作在较大的电压增益 下而得到了广泛的应用[2]。 45 文献[3]详细介绍了 LLC 谐振变换器工作于移相控制时的特性，并给出了该工作状态下 的基波模型和移相角所带来的参数误差。因 LLC 谐振变换器反向工作时会退化为 LC 变换 器[4]，则只能够工作于降压模式且会丢失整流侧二极管的 ZCS。文献[5]提出一种 CLLC 结 构的谐振变换器，其正反向工作时都可同时实现逆变侧开关管 ZVS 和整流侧二极管 ZCS， 所以正反向工作特性都与 LLC 谐振变换器相同，但其缺点在于会使逆变侧开关管实现 ZVS 50 的工作频率范围大大减小。文献[6]提出一种对称的双向 LLC 谐振变换器，其通过在谐振槽 输入侧添加一个并联谐振电感使其正反向工作特性完全相同，且该电感还可以帮助减小逆变 侧开关管换相时间。 同时因 LLC 谐振变换器为实现逆变侧 ZVS 和整流侧 ZCS 的工作范围内，其电压增益 受到品质因数 Q 的影响，当 Q 较大时其只能工作在降压模式，当 Q 较小时，其只能工作在 55 升压模式。故本文在双向 LLC 谐振变换器的基础上提出使用一种自持振荡移相调制的控制 策略，其可以在任意负载范围内可以实现升降压运行。 1 LLC 谐振变换器概述 因全桥变换器电压应力低，易于实现 ZVS 和 ZCS 的优点，在此采用全桥 LLC 串并联 谐振变换器(PRC)，其拓扑图如图 1 所示，其谐振槽由一个串联谐振电感 Lr、一个串联谐振 60 电容 Cs 和一个并联谐振电感 Lm 组成。 图 1 LLC 谐振变换器拓扑图 Fig.1 Topology diagram of LLC resonant converter 1.1 全桥 LLC 谐振变换器控制策略 65 谐振变换器通过控制谐振槽输入阻抗来实现逆变侧开关管的 ZVS，而谐振涛输入阻抗 又 于 其 输 入 电 压 的 工 作 频 率 直 接 相 关 ， 所 以 谐 振 变 换 器 通 常 使 用 变 频 控 制 (Variable frequency ,VF)来达到调压目的，其在已知输出负载的变化范围后通过谐振电感、电容参数 - 2 - i1i2n:1CrLrABCDM1M2M4M3MBMAMDMCC2U1R2U2+-Lm
    中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 的设计使谐振变换器在全工作频率范围内始终保证谐振槽输入阻抗为感性，实现 ZVS。变 频控制原理简单，易于实现，但是在全负载变化范围内为保证其输出电压不变则其工作频率 70 会不断改变且变化范围较大，其不利于变压器和电感元件的设计。 全桥变换器通常使用移相控制(Phase Shift Modulate ,PSM)来达到调压的目的，其将逆变 侧变换器的开关管分为超前桥臂和滞后桥臂，二者都工作与 180°导通方式，此时通过控制 超前桥臂与滞后桥臂之间的移相角来控制逆变侧输出电压的上升沿或下降沿从而控制占空 比最终达到控制输出电压的目的。该控制方法下变换器工作频率固定，则其有利于变压器和 电感元件的设计，但同时其不容易实现软开关，并且当输入电压与输出电压幅值不匹配时， 存在较大的环流能量[7]。 H.Pinheiro 和 P.Jain 等人所提出将自持振荡控制(Self-Sustained Oscillation Control，SSOC) 其同样属于变频控制，但其主要特点在于变换器的工作频率不直接给出，而是通过采样串联 谐振电感的电流过零点，使其跟踪采样得到的谐振电流频率[8]。在该控制策略下，其通过控 制谐振槽中串联电感电流 iLr 滞后于谐振槽输入电压相角来控制其输出的有功功率最终达到 调压的目的，在该控制策略下谐振槽的输入阻抗始终为感性，即逆变侧变换器开关管始终能 够实现 ZVS。但该控制方法只适用于负载和电压增益变化较小的场合，且该方法的稳压效 果较差。 在自持振荡控制的基础上，Mohamed Z. Youssef 等人提出了自持振荡移相控制[9]。该控 制方法在自持振荡控制的基础上增加移相控制来辅助调压。该控制策略含有两个控制量，其 中 Uca 控制谐振槽输入电压的上升沿达到控制振槽中串联电感电流 iLr 滞后于谐振槽输入电 压的相角目的，使变换器在全负载变化范围内始终实现 ZVS；Ucb 控制全桥变换器中超前桥 臂与滞后桥臂之间的移相角来控制谐振槽输入电压的下降沿，改变变换器输出电压在一个周 75 80 85 期内的占空比，最终达到控制输出电压的目的。 90 1.2 LLC 谐振变换器工作原理 LLC 谐振变换器存在两个谐振频率，其分别为 (1) 其中 fr1>fr2。此时其在变频控制下的电压增益为[10] (2) 95 式中 k 为串联谐振电感 Lr 与并联谐振电感 Lm 的比值。 图 2 给出了变频控制下 LLC 谐振变换器谐振槽的电压增益曲线，可以看出当其工作频 率 fs 大于谐振频率 fr1 时，谐振槽输入阻抗在任意品质因数下始终呈感性，此时逆变侧开关 管实现 ZVS；工作频率 fs 小于谐振频率 fr2 时，谐振槽输入阻抗始终呈容性，逆变侧开关管 实现 ZCS；而当工作在谐振频率 fr2和谐振频率 fr1之间时其谐振槽输入阻抗则与品质 Q 相关。 100 且当 fs 小于 fr1 时整流侧二极管能够实现 ZCS。LLC 联谐振变换器可以在空载下运行，其轻 载时调节特性好，重载时调节特性差，k 越小其调节特性越差。 - 3 - r1rrr2rmr12LC12L+LCff22n2nn111MfkQfkf
    中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 图 2 LLC 串并联谐振双向 DC/DC 变换器电压增益曲线 Fig.2 Voltage gain curve of LLC resonant converter 105 1.3 双向 LLC 谐振变换器 当 LLC 谐振变换器反向运行时，其并联谐振电感两端电压始终被钳位而不参与谐振， 所以其谐振槽退化为 LC 串联谐振结构。而用于直流微电网中通常要求变换器在增益 M 在 一定范围内变化时其传输功率也能够实现在变化范围 0~Pmax 变化。即要求谐振变换器品质 因数 Q 在 0 到 Qmax 范围内变化时，其 fn 与 M 的关系函数曲线必须在 Mmin 和 Mmax 内都有交 点。而 LC 串联谐振变换器只能工作于降压模式，同时 LC 串联谐振变换器并不能工作在空 载模式，所以其普通的 LLC 谐振变换器不适用于此处。故在此使用一种双向 LLC 谐振变换 器，其拓扑结构如图 3 所示。与传统 LLC 谐振变换器相比，变换器在 A 点和 B 点之间连接 了额外的电感 Lm1。 图 3 双向 LLC 谐振变换器拓扑结构图 Fig.3 Topological structure diagram of bidirectional LLC resonant converter 该变换器正向工作中，并联电感 Lm1 两端电压只由开关管的工作状态控制，所以其始终 不影响 Lr、Cr 和 Lm2 所组成的 LLC 谐振网络的工作状态，只与逆变侧开关管寄生电容产生 谐振减小其寄生电容充放电时间。在反向工作中，励磁电感 Lm1 与 Lr、Cr 组成 LLC 谐振网 络，而励磁电感 Lm2 不参与谐振，同样只用来帮助减小其寄生电容充放电时间。若 Lm2 折 算到原边的电感量与 Lm1 相等的话，该变换器拓扑可以视为对称拓扑，变换器正向工作和反 向工作的运行原理也将完全相同，此时其正反向的工作特性都与一般 LLC 变换器基本相同。 而由图 2 给出的变频控制下的 LLC 谐振变换器电压增益曲线可知，为同时实现开关管 的 ZVS 和二极管的 ZCS，其工作频率在 fr1 和 fr1 之间，此时其工作性质与品质因素 Q 相关， 其在品质因素 Q 较大时其只能够工作于降压模式，在品质因素 Q 较小时只能够工作于升压 - 4 - 110 115 120 125 i1i2Lm1iLm1n:1CrLrLm2iLm2irie1ie2ABCDM1M2M4M3MBMAMDMCC2U1ΔR2U2+-
    中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 模式。为实现系统的稳定运行，现有的控制方式通常在已知负载变化范围的情况下，通过控 制谐振阻抗 Z0 实现限制 Qmax 或 Qmin 来选择升压或降压其中一种运行方式，所以常规的变频 控制很难满足在变负载情况下工作在正向降压运行反向升压运行的双向运行模式。 2 自持振荡移相控制 130 2.1 持振荡移相控制原理 为实现双向 LLC 谐振变换器在品质因素 Q 在 0~Qmax 工作状态下都能够实现正反向升降 压运行，故此引入自持振荡移相控制。 图 4 图 5 和分别给出了 LLC 谐振变换器在自持振荡移相控制下正向工作时的控制原理 图和控制系统中各状态量波形。控制电路以电流传感器检测到的串联谐振电感上的电流 iLr 作为反馈量，并通过检测其过零点将锯齿波清零来产生一个与之同步且幅值不变的锯齿波。 135 然后将给定固定值 Uca 与锯齿波进行比较，其产生的信号和 iLr 大于零所产生的信号经过与门 送入 RS 触发器的 R1，和 iLr 大于零所产生的信号经过与门送入 RS 触发器的 S1。最终 RS 触 发器的输出信号分别送入开关管 M1 和开关管 M3，其分别决定逆变侧输出电压 uAB 正反向的 上升沿，使开关管信号始终超前于 iLr 过零点一个固定角度 140 (3) 则每一个开关管在开通前都有一个其反并联二极管首先导通钳位两端电压为 0 的状态， 最终实现所有开关管零电压开通。同样由上层电压控制策略所产生的 Ucb 与锯齿波比较，最 终 iLr 正半周所产生的信号送入开关管 M4，负半周所产生的信号送入开关管 M2，其分别决 定逆变侧输出电压 uAB 正向和反向的下升沿，也就决定了滞后桥臂与超前桥臂之间的移相角 145 (4) 实现其输出电压 U2 始终跟踪所需的电压值。 图 4 自持振荡移相控制模式下的 LLC 谐振变换器控制原理图 Fig.4 Series resonant converter in Self-Sustained Phase Shift Modulate mode - 5 - stcast180UUUcacbst2180UUUi1i2Lm1iLm1n:1CrLrLm2iLm2irie1ie2ABCDM1M2M4M3MBMAMDMCC2U1ΔR2U2+-iLr频频频频频频频频频频频频Uca频频频频频频频频UcbR1S1Q1Q1M3M1R2S2Q2Q2M4M2UoaUobM1234+-+-+-
    中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 150 图 5 谐网络电压电流波形图 Fig.5 The waveform diagram of the voltage and current of the resonant network 2.2 自持振荡移下 LLC 谐振变换器工作状态 双向 LLC 谐振变换器其正反向工作状态相同，故在此以其正向工作时为例进行分析。 155 开关管 M1-M4 为变压器原边开关管，其寄生电容分别为 CM1-CM4。M1、M2 所在桥臂为桥臂 I，中点为 A 点；M3、M4 所在桥臂为桥臂 II，中点为 B 点。串联谐振电容为 Cr，谐振电感 为 Lr，Lm2 为由变压器励磁电感组成的并联谐振电感。MA-MD 为变压器副边开关管，寄生 电容分别为 CMA-CMD，输出滤波电容为 C2。MB、MD 所在桥臂为桥臂 III，中点为 C 点，MA、 MB 所在桥臂为桥臂 IV，中点为 D 点。同桥臂上下两个开关管之间换相死区时间设置为 td。 160 为简化分析过程，此时假设 1） 输出电容做够大器输出电压视为恒定值； 2）开关管寄生电容满足 ； 3）谐振变换器的电感足够大，开关管开通和关断时间内流过开关管的电流保持不变。 此时其各电压电流状态量如图 5 所示。 165 开关模态 1[t0，t1]：t0 时刻前 VT3 和 VD4 开通，ie1=iLm1+ir<0，则此时其寄生电容上电压 为 uCM1=U1，uCM3=0。t0 时刻 M3 的驱动信号关断，因电感存在则电流 ie1 不可突变，其通过 寄生电容 CM1 和 CM3 续流，则有 ，ie1 给 CM1 放电，给 CM3 充电。t1 时刻 CM1 上的电压下降到零，M3 零电压关断；CM3 的电压上升到 U1，此时 VD1 自然开通将 VT1 两端 电压钳位于 0。t1- t0 为寄生电容的充放电时间即 M1 与 M3 的换相时间，其表达式如(4.12)所 - 6 - θU1-U1UABUCDU2-U2UcaUcbt0M1M3M4M4TφθT/2iriLm2iLm1t1t2t3t4t5t6t7M2M1M2M3M4MAMBMCMDpCCCCCCCCC1312CMCMeiii
    中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 170 示。由于 Lm1 与 Lr 都参与开关管寄生电容谐振，同时此段时间很短，则近似认为 不 变，则 CM1 上电压线性下降，CM3 上电压线性上升。 开关模态 2[t1，t2]：t1 时刻 M1 的驱动信号打开但因此时 ie1=iLm1+ir<0 仍由 VD1 导通，即 在[t1,t2]时间段内始终保持如图(4.6)的工作状态。UAB=U1，UCD=U2，iLm1 以斜率 线性 上升，不参与谐振；iLm1 以斜率 线性上升，不参与谐振；Lr 与 Cr 组成的串联谐振槽两 175 端电压为 U1-U2。 开关模态 3[t2，t3]：t2 时刻为串联谐振电流 iLr 的过零点，其将控制系统中的三角波置零。 此时的 UAB=U1，UCD=U2 不变，则谐振槽工作状态与开关模态 2 相同。 开关模态 4[t3，t4]：t3 时刻为 的过零点，此时 VT1 因 VD1 已将两端电压钳位于 而 0 零电压开通。此时的 UAB=U1，UCD=U2 不变，则此时的谐振槽工作状态与开关模态 2 相 180 同。 开关模态 5[t4，t5]：t4 时刻前 VT1 和 VD4 开通，ie1=iLm1+ir>0，其寄生电容上电压为 uCM2=U1， uCM4=0。t4 时刻 M4 的驱动信号关断，因电感存在则电流 ie1 不可突变，其通过寄生电容 CM2 和 CM4 续流，则有 给 CM2 放电，给 CM4 充电。t5 时刻 CM4 上的电压下降到零， M4 零电压关断；CM2 的电压上升到 U1，此时 VD2 自然开通将 VT2 两端电压钳位于 0。其中 185 t5- t4 为流过电流为 时电容充放电即 M2 与 M4 的换相时间，其表达式如(4.13)。同样近 似认为 不变，则 CM2 上电压线性下降，CM4 上电压线性上升。 开关模态 6[t5，t6]：t5 时刻 M2 的驱动信号打开但因此时 ie1=iLm1+ir>0 仍由 VD2 导通，即 在[t5，t6]时间段内始终保持如图(4.10)的工作状态。UAB=0，UCD=U2，iLm1 近似保持不变，不 参与谐振；iLm2 仍以斜率 线性上升，不参与谐振；Lr 与 Cr 组成的串联谐振槽两端电压 190 为-U2。 开关模态 7[t6，t7]：t6 时刻为 ie2=ir-iLm2 的过零点，此时 VDB 和 VDC 零电流关断。此时 的 UAB=0，UCD=uLm2， ，iLm1 仍旧近似保持不变，不参与谐振；Lm2 与 Lr、Cr 一同 谐振工作，ir=iLm1 且谐振槽两端电压为 。 3 实验分析 195 实验过程中设定输入端电压额定值 U1_ref=25V，输出端电压额定值 U2_ref=10V，输出 负载 R2 变化范围为 15~45Ω，开关管与二极管选择实验室原有 IPM 模块，谐振变化器的谐 振频率为 10kHz，自持振荡移相控制中 Ust=1。谐振槽参数选取串联谐振电容为 Cr=0.82uF， 串联谐振电感为 Lr=332.0uH，并联谐振电感为 Lm1= Lm2=361.2uH。为观察负载变化时自持 振荡移相控制下的 LLC 谐振变换器的工作状态，设定其输电电压参考值为其额定值 U2_ref=10V，输出负载 R21=15Ω，R22=30Ω，R23=45Ω。 图 6 分别给出了输出负载 R21=15Ω，R22=30Ω，R23=45Ω 时的 LLC 谐振变换器的谐振槽 输入电压 UAB、串联谐振电流 iLr 和输出电压值 U0 以及该工作状态下的工作频率和自持振荡 移相控制的状态值 Ucb。可以看出负载越重其工作频率越高、移相角越小。 200 - 7 - 011()eetiI1m1LU2m2LU11eLmriii2412CMCMeiii1(3)2etI11(3)eetiI2m2LU2CDLmVv0
    中国科技论文在线 http://www.paper.edu.cn 205 (a)R=15Ω UAB、ir 与 U0 波形 (b)R=30Ω 时 UAB、ir 与 U0 波形 210 215 (c)R=45Ω 时 UAB、ir 与 U0 波形 图 6 Q 变化时电压和电流的实验波形 Fig.6 Waveforms of voltage and current when Q changes 为观察输出电压变化时自持振荡移相控制下的 LLC 谐振变换器的工作状态，设定其输 电电压参考值为其额定值 U2_ref4=10V，U2_ref5=12V，U2_ref6=14V，输出负载 R2=15Ω，图 7 分别给出了不同电压参考值下 LLC 谐振变换器的谐振槽输入电压 UAB、串联谐振电流 iLr 和 输出电压值 U0 以及该工作状态下的工作频率和自持振荡移相控制的状态值 Ucb。同样可以看 出输出电压额定值越高其工作频率越高、移相角越小。 U0 为 10V 时 UAB、ir 与 U0 波形 U0 为 12V 时 UAB、ir 与 U0 波形 - 8 -
    分享到：
    赞 收藏

    相关推荐

    资料库

    开发技术

    共收录19306份资料，累计14个分类，关注成员有19位，主要包括：Actionscript,Javascript,PHP,VB,Perl,Delphi,Python,C#,C,Java,C++,Web开发,硬件开发,其它

    热门标签

    Actionscript Javascript PHP VB Perl Delphi Python C# C Java C++ Web开发 硬件开发 其它

    最新资料