器的醇骥窭现
周类东南大学移动通信国家重点实验室
确_『B
参
1弓l言
匹配滤波器的提出愁有六十多年的历史,其具
有的许多优异性能健其谯信学检测、时延估计中获
得了广泛的应用。践配滤波器具有大的时间带宽积
TW;》I,j袁使樽它谯当今藏符的玛分多蛙遴信系统
中受嚣j了极大的重享见,不仅{乍为快速糖获鞫RAKE
接收等传统技术的城想方案。在多用户检测、智能
哭线等方面也都能艘挥其优势。鹦一方面,大的时
间带宽积却给畦配滤缝器的实现带来了困难。文献
【l】说明了滤波器的复杂度,即滤波器的阶数与时
间带宽积成正比。因此匹配滤波嚣的实现常常是复
杂而叉昂贵的。直到声袭面披延避线耥大婉模撰成
电路工艺抟发璇,芽较好地解决了这个阉磁。
袭奎斯特抽样定理为数字信号处理奠定了理论
基础。随着集成电路技术的发展,匹荫己滤波器也越
来越多地采用数字技术实现。文献[101指出,在
离鞒盘礤声下,当输人信曝比反《l,辕出信啭比
惑》l肘,简单的1比特量化非相干数字匹配滤波
器的输出信噪比与非相干平方律模拟匹配滤波嚣的
输出信噪比之间有如下关系,风n#(2所)Po.。Ⅷ,即
约有2dB的性能损失。然磊,数字滤波器的{芄势仍
然是十分明显的,相对于模拟滤渡器它不存在圈有
噪声.没有噪声的积累问蹈,同时具有可编程、实
或接序列扩频码分多址通信系统中。接收机必
须首先建立本地扩频序列与接收信号序列的同步。
粥序辫静嗣步遴常分成摊获秘跟踪两个过程。躺步
捕获负责将本地扩频序列与接收序列的相差调蔓整到
~个或几分之一个码片范围内.跟踪则进一步减小
瞄步的误麓,谯之犀可能小。匹配滤波嚣在每个时
闽点上都能输如一个据关毽,是一釉_I起速的相关器
件,因而适合用于码序列的快速捕获。考虑到捕获
时间和硬件规模的折衷,我们常采用串行搜索策
略。文献【11-13】提出了多种基于FPGA宓现的数
字匹配滤波器缝梅。这监实现方法都没有充分利用
现代FPGA芯片中的块存储资源的特点,豳而造成
了硬件资源的浪费。本文提出了数字艇配滤波嚣的
多稻粪现结掏,采增块存绪嚣俸垮存储空褥,在实
现具糖相魍复杂度的滤波器附具有较小的资源占用
糕求。
2匹配滤波器的特性
埘某一波形s(£)殴配的滤波器冲激响应定义
为h(丁,=ks(△一r)。这_里k和△都是任意常数。匹
葺己滤渡器的传递丽数由蘸可表示为;H(汹=kS4
(抽曲#一6。可以看出,除了幅度鞠时延相差一个固
定的常数因子外.匹配滤波器的传递函数仪是匹配
信号频谱的共轭。
现简单和对元器件参数熊化不敏感等优点。
对于一时阙有隈的信号+s 0),0《l《T物理可
万方数据
穆劫通建 2003簟增刊
sq)COS(1)of+n∽
——————————————————————————+
图1使用匹配滤波器的非相干检测图
实现的匹配滤波器要求满足△≥丁。为了尽可能地
以本地序列作为延rt,,-t链的抽头系数。接收数据经模
减小时延,提高传输速率,通常选择△=咒在高斯
数变换后自左至右依次输入,最先接收到的数据应
白噪声下,匹配滤波器的输出在时刻信噪比达到最
大值:
位于最右,因此本地序列的配置也是首位在最右,
如图2所示。当接收到的信号序列滑过本地序列
po=2E/No
(1)
时,每一时刻产生一个相关结果。当滑动到两个序
在无线信道中。已调信号的载波相位经历了随
列相位对齐时,相关结果将有一个峰值输出。检测
机扰动,因此在接收端我们通常采用如图1所示的
到这个峰值即能获得定时同步信息。从而使本地扩
非卡目干检澳U。
当采用平方律包络检测器时,非相干检测匹配
频序列与接收信号同步。
3数字匹配滤波器的实现
滤波器的输出信噪比为:
风.I;F矾
(2)
在数字匹配滤波器的设计中,我们采用Xilinx
数字匹配滤波器用于直扩系统的同步捕获时,
公司的ISE 5.1作为设计软件,采用XC2V250作为
接收数据末位
接收数据首位
上
图2数字匹配滤波器的结构图
万方数据
2003年增刊 移动通信
硬件开发平台。XC2V250包含了1536个slice(基
度和字宽的组合,两个端口可分别进行独立的读写
本逻辑单元)、24个乘法器、24块容量为18Kbit的
操作。采用RAM存储数据用循环存储的方法,每
B10ckRAM,约合25万逻辑门。
3.1简单的直接实现结构
到来一个数据,地址线加一,存入下一个单元,保
证当前存储数据为256个最新数据。本设计中的基
在实际应用中。我们希望同步捕获的精度能够
本时钟频率为两倍数据速率:2x1.28=2.56MHz。要
精确到几分之一个码元时间内。这样我们就必须对
在一个基本时钟周期内读出所有存储数据进行累
接收信号进行过采样。图3给出了一个M倍过采样
加,则地址线必须以16倍时钟速率变化,即16x
过采样珊D D一
————_{}_一卜-一
■‘一‘-一
相应千过采样率的
每抽头延时数Ⅱ
●h————————————斗
相关结果
图3 M倍过采样匹配滤波器
下的匹配滤波器的结构。
理论上讲,过采样速率越高,获得的同步点就
越精确。但过高的采样率将直接导致过高的计算复
杂度,占用更多的芯片面积。通常,考虑到布线的
成功率。FPGA的资源占用率须控制在85%以下。
2.56=40.96MHz。考虑到BlockRAM的一个端口必
须用来更新数据,这样我们共需使用8块
BloekRAM。
3.2折叠滤波器实现结构
文献[11—12]中提出了一种折叠滤波器的结
考虑到一般性,本文中设输入数据速率R=
构。如图4所示。
1.28MHz,过采样率M=2,输入样点采用8比特量
化,本地序列长度L=128。占用触发器数=每样点
量化比特数×过采样率码序列长度。2倍过采样下,
图3所示的匹配滤波器需要使用2048个触发器。
XC2V250的一个slice中可以存放两位寄存器数据,
故上述实现将占用芯片的1024个slice,这占到了
该器件67%的slice资源。本地128个一比特的系
数由于是事先固定的,无需存储。然而,实现将
128个8比特数并行相加的加法网络将占用约635
个slice。可见,这种简单的直接实现结构是十分消
耗资源的,它对slice的要求甚至已经超出了
XC2V250所包含的slice总数,因此我们必须寻求
其他更高效的实现方案。
实际上,匹配滤波器中采用移位寄存器的目的
是存储最近的ML=256个数据。因而可以考虑使用
芯片中的块存储器BlockRAM,这样就可以大大减
少对slice的占用。Virtex—II系列FPGA芯片中的
BlockRAM为双端口SRAM。可灵活配置成不同深
对于一个128位的码序列.使用折叠滤波器只
需8个抽头。每16个时钟周期出现一个采样数据。
在折叠滤波器中,码字须以折叠形式存放。在第1
个时钟周期,code 0,1,……,7被送入8个抽头
单元中。同时在code 0加法器中注入一个0。在第
1个时钟周期结束时,加法器的结果移入保持寄存
器。在第2个时钟周期,code 8,9,……,15送入
抽头单元,code 4加法器的输入来自保持寄存器,
在第2个时钟周期结束时,加法器的结果移入保持
寄存器。后面的14个时钟周期的情况与此类似。
在第16个时钟周期结束时。最终结果被送往捕获
寄存器。仔细分析不难发现,这种折叠结构的滤波
器无需将每一个延时单元中的数据都用抽头送出进
行加减运算。因而可以使用Virtex—II器件的移位寄
存器宏SB.LCl6E来构建延时链。另外,由于这种
折叠结构的滤波器复用了加法器,因而大大节省了
加法网络所占用的器件资源。可以看到采用折叠滤
波,需要使用(128/16)[9(15比特加减运算)+15
万方数据
移动通信 2003年增刊
输入
控制信
图4折叠滤波器
(延时单元)+1(本地序列存储)】=200个slices。这
H(z)=:一(”圳k。,(=”)+z“Ro-H(:”)+L+:一“‘“…R(z”)
里滤波器由于采用了折叠结构,故本地序列需折叠
存放,这需要使用4个slice。与直接实现结构相
比,折叠滤波的结构节省了近2/3的slice资源。
3.3基于多相分解的实现结构
为进一步减少资源占用,下面我们提出匹配滤
波器的多相实现结构。在FIR滤波器中,转移函数
Jv(z)=∑h(n)z”
(3)
式中L为滤波器长度。我们可以将滤波器冲激
响应分成D个组。并设L为D的整倍数,即加=
Q,Q为整数,则[161:
JV(z)=∑h(n)z“
+L+:一c一,Ro(z^。)】::”一’∑D-t zwt—w尺,(:一)(7)
于是我们可以得到如图5多相形式的网络结构
图。
一逊她;l
臣圜
一
一j
p—I
Q—I
=艺h(nD+o)(=。)”+:“∑h(nD+1)(ZD)”
(4)
+L+Z-(D-I)∑h(nD+D一1)(z。)”
当对接收信号M倍过采样时,如图3,我们在
图5滤波器的多相分解
本地系数的相应位置处插0,即
^(")={^。(‘力一M。+1’7M’
:为=M其它-I值,2M一1’L
(5)
这里,M=2,D=8。按照FIR滤波器抽头系数
顺序的定义规则,将本地序列的首位定义为h
则(4)式可写成:
日(z)=z-(M-D∑h(nM+M—1)(z“)”
=Z-(M-I)l∑h(nMD+M一1)(z”)”
。.,
+z“∑h(nMD+2M—1)(z”)“+A
+z一”‘。。’∑h(nMD+MD一1)(z”。)一”l
(255),末位定义为h(1)。相应的,它的实现结构如
图6所示。
在16倍时钟速率下,我们依然采用循环存储
的方法。用两块BlockRAM即可满足数据存储的要
(6)
求。输入数据存入BlockRAM一1,8个子滤波器的
输出存入BlockRAM_2。在第1个时钟周期,读出
BlockRAM一1中地址0处的数据送入加法器,h
(15),h(13),……,h(1)被送入抽头单元中,加
令Ro-I-,(:”)=∑h(nMD+(≈+I)M—1)(z”)~,k=o,1,L,
法器的结果移入锁存器;同时将保持在寄存器1中
D一1贝U
万方数据
的结果存入BlockRAM_2的0地址单元。在第2个
时钟周期。读出BlockRAM一1中地址16处的数据
2003年增刊 移动通信
霪㈠l剐嚣甄酗娜黼栅妒
i 』
17
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…,·1.1…l117…ll3L… 11k…1斗铲
门捕获至存
——i—
240
239
I:
‘
33
32
15
i
2
l
0
Blockm
[五
Bloc☆见dⅣ2
图6基于多相分解的匹配滤波器
送人加法器,h(31),h(29),…一,h(17)被送入
抽头单元中,加法器的结果移入锁存器;同时将保
和雷达测距等多种应用场合起着至关重要的作用。
本文提出的基于多相分解的实现结构,具有较小的
资源占用,在具体实现时逻辑设计采用了Verilog
语言来描述,利于ASIC实现。
持在寄存器2中的结果存人BlockRAM一2的1地址
单元。后面的14个时钟周期的情况与此类似。在
第16个时钟周期结束时.最终结果分别被送往8
个保持寄存器.同时加法器锁存器清0。Block.
RAM一2中的数据地址以17为间隔依次读出,送人
加法器。每8个数的加法结果即为匹配滤波器的输
出。在第1个时钟周期.读出地址0处的数据送人
加法器,在第1个时钟周期结束时,加法器的结果
送人锁存器。在第2个时钟周期,读出地址17处
的数据送人加法器,在第2个时钟周期结束时,加
法器的结果送人锁存器。后面的6个时钟周期的情
况与此类似。在第8个时钟周期结束时,加法器的
结果送人捕获寄存器输出.锁存器清0。
8个并行工作的子滤波器需要8个12比特加法
器和寄存器.这需要104个slice。子滤波器的输出
通过1个15比特加法器(9个slice)累加输出。同
样地,滤波器系数的存放需要使用4个slice,加上
地址产生和控制电路,多相形式的数字匹配滤波器
共需使用135个Mice。可见,基于多相分解的匹配
滤波器需要的slice资源是最少的。
4结语
匹配滤波器在信号检测、通信系统的同步捕获
移动通信 2003年增刊
万方数据
逦~
鹰~
网缀蒸绫可曩憧礴巍
李颖 信息产业部电子第五研究所
1引言
增。
高科技战争正在从以武器装备平台为中心的
战争向以通信网络为中心、集海陆空天电为一体
的战争转移.以侦察、指挥、控制、通信和信息
系统为核心的电子战、信息战得到各国的重视,
也决定了军用通信网络系统在现代战争中的重要
性。
通信网络系统可靠性技术的研究,是建立高可
靠网络信息系统的基础,是优化网络拓扑结构设计
和性能设计、提高网络生存能力和抗毁性的先决条
件.关系到通信网络系统的成败。
2通信网络系统可靠性技术研究现状
在网络系统的设计和维护过程中。网络可靠性
如何准确定义网络的可靠性、可用性、抗毁
是一项重要的技术性能指标。网络系统可靠性是指
性.如何确定通信网络系统的可靠性指标体系,
在人为或自然的破坏作用下.网络在规定条件下和
如何解决网络系统的可靠性建模、分析、优化、
规定时间内的生存能力。理解网络的生存是重要
预测、评价、仿真等问题,成为亟需解决的技术
的,网络生存的主要判据有:
难题。随着通信网络系统研制的深人.解决通信
◆网络的节点对之间至少存在一条路径;
网络系统可靠性设计、分析、评价的需求与日俱
◆网络中一个指定节点能与一组节点相互通
tii幕ab靠t通t霭、雠毒q∞it6t疆荫西÷P谳e越电谶强鞋岛i篝驰以9@。%*目%誊^n毒豫X鼬2∞警。。4蟊。自P$窜0§。。j■n‰囊曩^E|∞E|
鬣强雠镰÷琶甓毪毫疆曩毯≯蟊曩∞t审骥强藿羲i强|缓·翦强镶曩羹旗强壤弹lX蕾罐糍氆甏i襟警啻麟嚣∞瓣e醚馘赫摭_I毫髓?鼹l龇蘸i
母筏壤警舔罐t辩鞲誊啭誉辑弛嗨瓣t垮舔磷《辑醚曦赣晒慨≮蘸魏鬻螽毪琵l麟罨黧鬻赣鞲麓睡l韵嗡l氇镶-毪薯簿尊j孽曩囊l。曩_·
豫弦垃|.矗链《l譬酿疆j蠢镒鼙舀醚镪岖确诲强猫毫鹾毫髓罐豳§矗毪嚆豫氆瓤l冁镬缝t甓赣蠛%器濑蹶薯黼镪箍KK誉臻粤碡配礴璇器
臻强糍i毪蕊|嚣麓譬蠹誉蠹强t誊《警壤懿燕鬣琵8琵魏簪毫镬·镶强强蕾i:。强整曩镪铺§懿÷赣壤l每钮镱警穰誊蛳鸹斡≈善·t睡ll譬曩i蠢强t。曩
娥l穗鞲蒜t镪簿麟毪饕豫奄|镑’峨酶礴鞲尊薅爵诲强器觏爨t|穗瓴都裁。攀摄黪潭鬻蹙熟碜鞣麟甍霉鼹诲激器l警鼍璐
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1976 64.'109
唾诺毽,氆。诲溢i鼋鼍填b畿蠢鞋颈每÷雅t试。嘞壤蜂颡舔辫舔蛰旗褥襄戳镰曩羲鹣撩孽镰轰磷零t鹳藏棼鹋譬嚣甓避媾攀t
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万方数据
2003年增刊 移动通信
匹配滤波器的FPGA实现
作者:
周奕
作者单位:
刊名:
东南大学移动通信国家重点实验室
移动通信
英文刊名:
MOBILE COMMUNICATIONS
2003,27(z2)
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