音频功率放大器(课程设计报告).doc-资料库

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武汉理工大学《模拟电子技术》课程设计说明书 1 概述在介绍音频功率放大器的文章中，有时会看到“THD+N” ，THD+N 是英文 Total Hormonic Distortion +Noise 的缩写，译成中文是“总谐波失真加噪声”。它是音频功率放大器的一个主要性能指标，也是音频功率放大器的额定输出功率的一个条件。 THD+N 性能指标 THD+N 表示失真+噪声，因此 THD+N 自然越小越好。但这个指标是在一定条件下测试的。同一个音频功率放大器，若改变其条件，其 THD+N 的值会有很大的变动。这里指的条件是，一定的工作电压 VCC(或 VDD)、一定的负载电阻 RL、一定的输入频率 FIN（一般常用 1KHZ）、一定的输出功率 Po 下进行测试。若改变了其中的条件，其 THD+N 值是不同的。例如，某一音频功率放大器，在 VDD=3V、FIN=1kHz、RL=32Ω、 Po=25mW 条件下测试，其 TDH+N=0.003%，若将 RL 改成 16 欧，使 Po 增加到 50mW， VDD 及 FIN 不变，所测的 TDH+N=0.005%。一般说，输出功率小（如几十 mW）的高质量音频功率放大器（如用于 MP3 播放机），它的 THD+N 指标可达 10-5，具有较高的保真度。输出几百 mW 的音频功率放大器，要用扬声器放音，其 THD+N 一般为 10-4；输出功率在 1～2W，其 THD+N 更大些，一般为 0.1～ 0.5%.THD+N 这一指标大小与音频功率放大器的结构类别有关（如 A 类功放、D 类功放），例如 D 类功放的噪声较大，则 THD+N 的值也较 A 类大。这里特别要指出的是资料中给出的 THD+N 这个指标是在 FIN=1kHz 下给出的，在实际上音频范围是 20Hz～20kHz，则在 20Hz～20kHz 范围测试时，其 THD+N 要大得多。例如，某音频功率放大器在 1kHz 时测试，其 TDH+N=0.08%。若 FIN 改成 20Hz-20kHz,，其他条件不变，其 THD+N 变为小于 0.5%。输出额定功率的条件过去有用“不失真输出功率是多少”这种说法来说明其输出功率大小。这话的意思指的是输出的峰峰值没有“削顶”现象出现，即 Vout(P-P)=Vcc-（上压差+下压差）这种说法是不科学的。即使不产生削顶，它也有一定的失真。较科学的说法是 THD+N 在某一指标下可输出的功率是多少。即在一定的 Vcc 电压、一定的负载电阻 RL 时、一定的 THD+N 下可输出多少功率。这输出功率一般是在这条件下的最大输出功率，称为额定功率。音频功率的额定功率主要取决于 Vcc 的大小。在 THD+N 不变条件下，如 Vcc=5V，RL=4Ω时，输 1

武汉理工大学《模拟电子技术》课程设计说明书出额定功率为 2W；若 Vcc=3V、RL=4Ω时，输出额定功率降为 0.7W。当然，若额定功率为 2W，如果增加输入电压使输出超出 2W，则其 TDH+N 必然大于额定值时的 THD+N 值。 2

武汉理工大学《模拟电子技术》课程设计说明书 2 原理图设计 2.1 方案选择本次模拟电子线路课程设计（即硬件设计）我做的是 555 定时电路设计，本着需要达到一定的性能指标的前提下，同时又考虑到我们这是第一次动手操作焊接电路板，因而电路图不能够太复杂，我在网上搜索到如下两种设计示例：示例一中具体如图一： 1Vac 0Vdc Vi V10 0 R8 1k R15 1k R9 21k V6 8 U1B + V+ 5 V7 6 - 0 0Vdc 2 - 4 4 V9 3 + 8 0 0Vdc R13 1k C8 22u 0 0 7 Vo 0Vdc OUT R10 4.7k C10 0.1u 0 0 V- AD648A V8 V- 0Vdc OUT 1 RL 1k AD648A U2A V+ R14 20k R12 4.7k C9 0.1u 0 图 2.1 方案一原理图如上图所示，该电路运用到两个运算放大器。上面一个 LM4700 是一个反相输出负反馈放大电路。如我们的模拟电子线路中的知识知道：这样的一个电路是为了稳定输出，防止饱和失真以及截止失真。同时，下面的一个 LM4700 是一个反相输出正反馈功率放大电路，则由理论上来说，这里是对源信号的一个功率放大，以达到对声音功率放大的结果。如上图所示，方案中也都是利用到了运算放大器的放大运算作用，其中利用到了大量的电阻和电容这样对其中的噪声的过滤就会有很好的作用，但是与此同时，这样的话，元件数太多，焊接的时候会相对比较麻烦。但是从另外一个方面来说，由于该电路中的放大作用只是利用了运算放大器的运算放大作用，因此最后的性能效果不会很好，对于噪声也没有一定的滤出作用，基于上述分析， 3

武汉理工大学《模拟电子技术》课程设计说明书我决定放弃方案一。如此，我就选择了另外的一个方案，具体电路图如下： V3 0.1Vac 0Vdc C1 1u Vi R1 1k R2 22k 0 C7 10u R7 10k 0 3 2 R3 680 C2 22u C6 R6 10u 10k Vo R5 1 C4 0.22u 0 RL 1k V1 C5 0.1u 12Vdc 0 0 D1 2 1 120NQ045 U1A 8 + V+ 1 OUT - 4 V- AD648A 1 D2 2 120NQ045 R4 22k C3 0.1u V2 12Vdc 图 2.2 方案二原理图 2.2 原理图设计分析我所选择的电路图中，基本上综合了上面所淘汰的三个原理图的特点，利用了 TDA2030 的反相输出来稳定输出，同时正反馈中来进行放大，并且利用了二极管 VD1、 VD2 来单向导电，然后在输出端口利用一个电阻和电容的并联关系来选择输出。另外元件数目也不是很多，操作实际可行。 D 类音频功率放大器是基于脉冲宽度调制(PWM)技术的开关放大器,包括 PWM 调制器、功率 H 桥、三角波发生器和低通滤波器等。文章首先对 D 类音频功率放大器与传统的音频功放进行了分析和比较,然后对 D 类音频功率放大器的工作原理、系统结构和两种拓扑结构进行了详细的分析和研究,最后对具有低功耗、低失真、高效率等高性能 D 类音频功放设计的难点和要点进行了研究,并提供了可行的解决方案,展望 D 类音频功放的发展趋势。在总体网络中，我使用的是桥式振荡电路的原理电路，这个电路由两部分构成，即放大电路和选频网络电路。其中放大电路是有输入阻抗高和输出阻抗低的特点。而选频网络 4

武汉理工大学《模拟电子技术》课程设计说明书同时兼作正反馈网络。四臂电桥中，对角线顶点接到放大电路的两个输入端，桥式振荡电路的名称由此得来。 C8 1n R10 1k C9 1n R11 1k R8 1k 5 6 R9 1k 0 8 U1B + + V 7 OUT - 4 AD648A - V 图 2.3 中所表示的 RC 串并联选频网络具有选频作用，它的频率响应特征曲线具有明图 2.3 网络图显的峰值。由图 2.3 有： Z 1   R 1 sC 1* sC 1 sC  Z 2  R R 反馈网络的反馈系数为就实际的频率而言，可用 s 故当 0   1 RC ，则上式变为 ( ) F s V  ( ) V s f ( ) V s i  Z 2 Z  2 Z 1  1 3  sCR (  sCR sCR ) 2 j  替换，则得 j RC  2 2 ) R C   F V (1  2 3 j RC   VF  3  j ( 1  0   0  ) 5

武汉理工大学《模拟电子技术》课程设计说明书幅频响应的幅值为最大，即 VF max  1 3 这就是说，当时，输出电压的幅值最大（当输入电压的幅值一定，而频率可调时），并且输出电压是输入电压的，同时输出电压与输入电压同相。在输出端中放置一个电位器（滑动变阻器），以此来选择信号的输入大小，这样就可以避免在电路中因为信号的过强而导致的饱和失真。因此在这里放置的一个滑动变阻器需要一个较大的阻值，以达到分压的目的，所以我们这里选择一个最大值为 10K 的滑动变阻器。在集成块 TDA2030 中正负输入端的两个电阻 R1、R2，则是作为一个分压作用，以此对集成块进行电压信号的输入，和反馈中的反馈网络的一部分。这样来进行工作。在正负工作电压旁接一个电容来抵消工作电流对于电路中的而影响，体现了电容“隔直流，通交流”的特点。这是由于它的阻抗是随电压频率变化所致，如其阻抗变化为： CZ  1 j C  可以看出，其阻抗与频率成反比。在 R3 构成的负反馈网络中，由于 R3  R2，故在这里是基本上的原样输出，没有进行缩小，因为在输入端口的那里，就已经进行了分压调试。其中在集成块运算放大电路 TDA2030 中，集成运算放大器内电路由输入级、中间级、输出级和偏置电路四部分组成。并且输入级为了减少零漂和抑制共模干扰信号，要求温漂小、共模抑制比高、有极高的输入阻抗，一般采用高性能的恒流源差动放大电路。2．中间级：运算放大器的放大倍数主要是由中间级提供的，因此要求中间级有较高的电压放大倍数，一般放大倍数可达几万倍甚至几十万倍以上。输出级：输出级应具有较大的电压输出幅度较高的输出功率与较低的输出电阻的特点，大多采用复合管构成的共集电路作为输出级。偏置电路：一般由恒流源组成，用来为各级放大电路提供合适的偏置电流，使之具有合适的静态工作点。它们一般也作为放大器的有源负载和差动放大器的发射极电阻。以上是我对电路进行一个定性的分析，下面我将对电路的具体参数来进行定量的分析，以此来达到我们所需要的最终结果：首先我们是做的是音频功率放大，则放大的倍数是我们所关心的，因而在 R3 与 R4 组成的负反馈的网络中，放大倍数为： 6

武汉理工大学《模拟电子技术》课程设计说明书 ( ) F s V  ( ) V s o ( ) V s i  R 4 R 3 通常这种音频功率放大中，放大倍数为 300-1000 倍左右，为了保证音频的带宽，我就选择较小的 300 倍，同时结合市面上常见电阻的阻值，故定 3 R  ， 4 R  680  22 k  。本图中还有两个为了稳压的稳压二极管 D1 和 D2，因它们在运算放大器的集成块上进行工作，故要求其工作电压在  12V 上下。这样来确定他们最终是否能够正常工作。在信号输入端口中，由一个为了隔离直流噪声的电容 C1。这个电容是工作在信号源旁，直接介入输入端，因而需要一个较高的击穿电压的电容，而且电容的取值不能太大，因而定为1uf 。同样，在电容中，在工作电压 V1 和 V2 的旁边分别有一个旁置电容，这两个电容都是为了隔离直流电源的电流，为了增加它的效率，因而我的电容的容抗取值较小，都是 0.1uf 。在使用运算放大器中的时候，我时刻铭记运放的“虚短，虚断”的两大特点。在这个特点的基础上来进行设计正反馈的功率放大和负反馈的保持输出。负反馈在前已经说明，在此不再赘述。因此在这里具体介绍选频网络以及其构成的正反馈的功率放大电路网络。首先它作为一个选频网络，可以知道它的振荡频率为： f  1 2 RC 我们的频率要求是 20Hz-20kHz，则我选择了振荡频率为 1kHz 左右，再此，在这种电路板的焊接时不方便使用大电容，因此我就使用了 1uf 的电容，相应地配备了1k 的电阻。这样在中频 1kHz 的时候可以达到振荡，成为峰值，以得到较好的频率特性曲线。最后在输出端并联上一个电阻电容的串联，其中电阻是为了保证输出阻抗比较小，因而取值为1 ，然后电容是为了隔离直流噪声信号，所以不需要太大的容抗，选择了 0.22uf 。还可以防止在输出端的自激振荡，以造成意外结果。 2.3 调试调试前，首先用干电池检测喇叭保护器灵敏度，合格后，接回电路。短接信号输入端，将 VR1、VR2 旋到阻值最大处。接通 12V 前级电源，用数字万用表监视 R14 两端电压，用螺丝刀旋转电位器，使其达到 2V；再用数字表监测图中两点电压，调节使其电位为 3V；然后接通后级 50V 电源，用数字表监测最后对地电位，旋转电位器监测 5W 的电阻两端，即其静态电流约为 360mA，工作于甲类状态，煲机一个小时，再红心调整一次。如果你的 7

武汉理工大学《模拟电子技术》课程设计说明书功能散热器足够大，静态电流还可调大，但是不要让散热器温度超过 70 摄氏度。其中需要注意的地方，在调整到某一点时，电流突然增大或突然减小，即出现“雪崩”现象，这说明电路有自激，可对电容的容量进行调整，适当增大该电容容量，但不要太大，以免影响音质。全部组装完毕之后，将整机和你的所有音响设备用 3kW 专用音响交流稳压器稳压。拆除输入端信号短接线，接上音源就可以了。另外，在本电路图的软件仿真上，我使用的是 Orcad Pspice 10.5 的版本，进行了放大模拟分析，以正弦波信号源代替了音源，以一个电阻代替了喇叭。则在其中进行时域分析，得到如图所示：图 2.5 仿真分析（时域）设置 8

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