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系统建模与仿真大作业论文-双闭环直流电机调速系统.doc

发布时间：2022-06-08 发布人：admin 分类：说明书 资料大小：0.66M 资料格式：doc 举报 版权申诉
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    从七十年代开始，由于晶闸管直流调速系统的高效、无噪音和快速响应等优点而得到广泛应用。双闭环直流调速系
    关键词：直流调速 双闭环 转速调节器 电流调节器 干扰
    A．控制对象的建模
    建立线性系统动态数学模型的基本步骤如下：
    （1）根据系统中各环节的物理定律，列写描述据该环节动态过程的微分方程；
    （2）求出各环节的传递函数；
    （3）组成系统的动态结构图并求出系统的传递函数。
    下面分别建立双闭环调速系统各环节的微分方程和传递函数。
    B．额定励磁下的直流电动机的动态数学模型
    图1给出了额定励磁下他励直流电机的等效电路，其中电枢回路电阻R和电感L包含整流装置内阻和平波电抗器电
    图1 直流电动机等效电路
    由图1可列出微分方程如下：
    （主电路，假定电流连续）
    （额定励磁下的感应电动势）
    （牛顿动力学定律，忽略粘性摩擦）
    （额定励磁下的电磁转矩）
    定义下列时间常数：
    ——电枢回路电磁时间常数，单位为s；
    ——电力拖动系统机电时间常数，单位为s；
    代入微分方程，并整理后得：
    式中，——负载电流。
    在零初始条件下，取等式两侧得拉氏变换，得电压与电流间的传递函数
    （1）
    （2）
    a) b)
    c)
    C．晶闸管触发和整流装置的动态数学模型
    （3
    由于式（3）中含有指数函数，它使系统成为非最小
    考虑到Ts很小，忽略其高次项，则晶闸管触发和整流装置的传递函数可近似成一阶惯性环节
    （4
    其结构图如图3所示。
    a） b)
    图3 晶闸管触发和整流装置的动态结构图
    a) 准确的结构图 b)近似的结构图
    D．比例放大器、测速发电机和电流互感器的动态数学模型
    比例放大器、测速发电机和电流互感器的响应都可以认为是瞬时的，因此它们的放大系数也就是它们的传递函数，
    （5
    （
    （
    E．双闭环控制直流电动机调速系统的动态数学模型
    根据以上分析，可得双闭环控制系统的动态结构图如下
    图4 双闭环控制系统的动态结构图
    系 统 建 模 与 仿 真 实 验 设计名称 ： 双闭环控制直流电动机调速系统 专 业 班 级 ： 姓 名： 指 导 教 师 ： 2019 年 04 月
    引言 从七十年代开始，由于晶闸管直流调速系统的高效、无噪音和快速响应等优点而得到广 泛应用。双闭环直流调速系统就是一个典型的系统，该系统一般含晶闸管可控整流主电路、 移相控制电路、转速电流双闭环调速控制电路、以及缺相和过流保护电路等．给定信号为 0～ 10V 直流信号，可对主电路输出电压进行平滑调节。采用双 PI 调节器，可获得良好的动静 态效果。电流环校正成典型 I 型系统。为使系统在阶跃扰动时无稳态误差，并具有较好的抗 扰性能，速度环设计成典型Ⅱ型系统。根据转速、电流双闭环调速系统的设计方法，用 Simulink 做了双闭环直流调速系统仿真综合调试，分析系统的动态性能，并进行校正，得 出正确的仿真波形图。本文还对实际中可能出现的各种干扰信号进行了仿真，另外本文还介 绍了实物验证的一些情况。 关键词：直流调速 双闭环 转速调节器 电流调节器 干扰 1.系统建模 1
    A．控制对象的建模 建立线性系统动态数学模型的基本步骤如下： （1）根据系统中各环节的物理定律，列写描述据该环节动态过程的微分方程； （2）求出各环节的传递函数； （3）组成系统的动态结构图并求出系统的传递函数。 下面分别建立双闭环调速系统各环节的微分方程和传递函数。 B．额定励磁下的直流电动机的动态数学模型 图 1 给出了额定励磁下他励直流电机的等效电路，其中电枢回路电阻 R 和电感 L 包含整 流装置内阻和平波电抗器电阻与电感在内，规定的正方向如图所示。 图 1 直流电动机等效电路 由图 1 可列出微分方程如下： U d 0  RI d  L dI d dt  E （主电路，假定电流连续） E C n e  （额定励磁下的感应电动势） T e  T L  2 GD dn 375 dt  （牛顿动力学定律，忽略粘性摩擦） T C I e m d  （额定励磁下的电磁转矩） 定义下列时间常数： T l  L R ——电枢回路电磁时间常数，单位为 s； T m  2 GD R 375 C C e m ——电力拖动系统机电时间常数，单位为 s； 代入微分方程，并整理后得： U d 0  ( E R I   T l d dI )d dt I d  I dL  T dE m R dt  I dL  T C L / m 式中， ——负载电流。 2
    在零初始条件下，取等式两侧得拉氏变换，得电压与电流间的传递函数 I d ( ) U s ( ) s  d 0 ( ) E s  1/ T s l R 1  （1） 电流与电动势间的传递函数为 I d ( ) E s I  ( ) s dL  R T s m ( ) s （2） a) b) c) 图 2 额定励磁下直流电动机的动态结构图 a) 式（1）的结构图 b)式（2）的结构图 c)整个直流电动机的动态结构图 C．晶闸管触发和整流装置的动态数学模型 在分析系统时我们往往把它们当作一个环节来看待。这一环节的输入量是触发电路的控 制电压 Uct，输出量是理想空载整流电压 Ud0。把它们之间的放大系数 Ks 看成常数，晶闸管 触发与整流装置可以看成是一个具有纯滞后的放大环节，其滞后作用是由晶闸管装置的失控 时间引起的。 下面列出不同整流电路的平均失控时间： 表 1 各种整流电路的平均失控时间（f=50Hz） 整流电路形式 单相半波 单相桥式（全波） 三相全波 三相桥式，六相半波 平均失控时间 Ts/ms 10 5 3.33 1.67 用单位阶跃函数来表示滞后，则晶闸管触发和整流装置的输入输出关系为 U d 0  K U s ct  1( t T  s ) 按拉氏变换的位移定理，则传递函数为 d 0( ) U s ( ) U s ct  K e s  sT s （3） 由于式（3）中含有指数函数 sT s e ，它使系统成为非最小相位系统，分析和设计都比较 3
    麻烦。为了简化，先将 sT se ( ) U s 0 ( ) U s d ct  按台劳级数展开，则式（3）变成 K 2 2 T s s K s T s e s K e s T s s 1   T s s   s  1 2!  1 3! 3 3 T s s   考虑到 Ts 很小，忽略其高次项，则晶闸管触发和整流装置的传递函数可近似成一阶惯 性环节 d 0( ) U s ( ) U s ct  K T s s s  1 （4） 其结构图如图 3 所示。 a） b) 图 3 晶闸管触发和整流装置的动态结构图 a) 准确的结构图 b)近似的结构图 D．比例放大器、测速发电机和电流互感器的动态数学模型 比例放大器、测速发电机和电流互感器的响应都可以认为是瞬时的，因此它们的放大系数也 就是它们的传递函数，即: ( ) U s ct ( ) U s  n ( ) nU s ( ) n s ( ) U s ( ) s I i d  K p   E．双闭环控制直流电动机调速系统的动态数学模型 根据以上分析，可得双闭环控制系统的动态结构图如下 图 4 双闭环控制系统的动态结构图 （5） （6） （7） 4
    2.实验系统参数 直流电动机参数：  额定功率 8KW，额定电压 220V，额定电流 136A，  额定转速 1600r/m， eC =0.132Vmin/r，  允许过载倍数=1.5。  晶闸管装置放大系数： sK =40  电枢电阻：Ra=0.5   电枢回路总电阻：2Ra=1Ω  时间常数：机电时间常数 mT =0.18s， 电磁时间常数 lT =0.03s  电流反馈系数：=0.05V/A  转速反馈系数：=0.007v min/r  转速反馈滤波时间常数： onT =0.005s， oiT =0.005s 2  总飞轮力矩：GD =2.5N.m  h=6 3. 方案论证 按照设计多环控制系统先内环后外环的一般原则，从内环开始，逐步向外扩展设计原则 （本实验设计先设计电流内环，后设计转速外环）。 在双闭环系统中应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作转速调节系统中的一 个内环节，再设计转速调节器。然后在此基础上加入电流变化率内环,这样的系统能够实现 良好的静态和稳态性能，结构简单，工作可靠，设计和调试方便，达到本课程设计的要求。 现代的电力拖动自动控制系统，除电机外，都是由惯性很小的电力电子器件、集成电路 等组成的。经过合理的简化处理，整个系统一般都可以近似为低阶系统，而用运算放大器或 数字式微处理器可以精确地实现比例、积分、微分等控制规律，于是就有可能将多种多样的 控制系统简化或近似成少数典型的低阶结构。如果事先对这些典型系统作比较深人的研究， 把它们的开环对数频率特性当做预期的特性，弄清楚它们的参数与系统性能指括的关系，写 成简单的公式或制成简明的图表，则在设计时，只要把实际系统校正或简化成典型系统，就 可以利用现成的公式和图表来进行参数计算，设计过程就要简便得多。这样，就有了建立工 程设计方法的可能性。 4.1．1 简化处理 4. 电流环/调节器设计 为了解决反电动势与电流反馈的作用的相互交叉，简化设计过程，我们将系统的作用过 程做一定的简化处理。首先我们可以得到，对电流环来说，反电动势是一个变化缓慢的扰动， 5
    因此，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即有 0E 。这样，在按动态 性能设计电流环时，我们可以暂且把反电动势的作用去掉，得到电流环的近似结构框图，如 图 3.2(a)所示。其条件是 3 ci 1 TT lm 。 如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成 /)(* sU i ，则电流环变等效成单位负反馈，如图 3.2(b)所示。 最后，由于 sT 和 oiT 一般都比 lT 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环 节，其时间常数为 T i  s T T  oi 则电流环结构框图最终简化成图 3.2(c)。简化的近似条件为 1 3 ci 1 TT oi s 。 lT  1sToi ACR K s 1sT s )(sId /1 R 1 sT l  1sToi (a) 忽略反电动势的动态影响 )(* sU i  )(sU c ACR  1sToi / RK S )(1 sT  l  )1 ( sT s )(sId (b) 等效成单位负反馈系统 6
    )(* sUi  ACR / RK  S )(1 ( sT sT  l i  )1 )(sId (c) 小惯性环节近似处理 图 4.2 电流环的动态结构框图及其化简 4.1.2 选择电流调节器结构 根据设计要求 i  5%，并保证稳态电流无差，可按典型 I 型系统设计电流调节器。电 流环控制对象是双惯性型的，因此可用 PI 电流调节器，其传递函数为： WACR )(s =  1) i ( K s  i s  i 检查对电源电压的抗扰性能： T l T  i  16.0 0037 .0  24.43 （3-1） （3-2） 符合典型 I 型系统动态抗扰性能，并且各项性能指标都是可以接受的。 4.1.3 确定时间常数 (1) 整流装置滞后时间常数 sT 。按书  1 表 1-2，三相电路的平均失控时间： sT =0.0017s (2) 电流滤波时间常数 oiT 。 oiT =0.005s (3) 电流环小时间常数之和 iT 。按小时间常数近似处理，取为： iT = sT + oiT =0.0067s （3-3） （3-4） (3-5） 4.1.4 计算电流调节器参数 电流调节器超前时间常数： 电流环开环增益：要求 i  5%是按书  1 表 2-2，应取 I （3-6） iK T  =0.5，因此： i = lT =0.16s 7
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